Файл: Шляпоберский В.И. Основы техники передачи дискретных сообщений.pdf

га необходимо учитывать проекции сигнала на две вза­ имно перпендикулярные оси, проходящие по границам квадратов, соответствующих зонам правильного приема (рис. 4.42). Тогда проекции векторов сигналов на коор­

t

"в

между осями — 45°). Кроме того, на выходе должна быть установлена логическая решающая схема, которая по четырем входным сигналам (выходные сигналы с вы­ ходов обоих подканалов и элементов задержки) опреде­ ляет два сигнала, соответствующие действительно зако­ дированным на передаче. Вопросы построения логичес­ кой части однократных и многократных демодуляторов сигналов ОФМ подробно изложены в (32, 65].

233

Все описанные выше схемы фазовых демодуляторов были основаны на использовании классического фазо­ вого демодулятора, состоящего из 'перемножителя и фильтра нижних частот. Однако наличие таких фильт­ ров не всегда является желательным. Тогда используют фазовые различители, обладающие пороговыми свойст­ вами и не имеющие линейных схем (рис. 4.43). Входной сигнал с выхода усилителя-ограничителя, являющегося единственным линейным элементом схемы, подается на входы двух схем И, а на вторые входы этих схем пода­ ются две последовательности импульсов, соответствую­ щие фронтам несущего колебания, но сдвинутые на полпериода: £/,,, и ищ (рис. 4.436"). Посредством этих импульсов осуществляется стробирование импульсов предварительно ограниченного входного сигнала. Демодулированные импульсы снимаются с выхода тригге­ ра Т(Щ.

Практическое применение также нашел дискретный фазовый демодулятор, предложенный В. И. Пономаре­ вым [67]. В основу работы этой схемы положен принцип однократного сравнения местоположения фазы, напол­ няющей информационный сигнал частоты, с фазой опор­ ного колебания в момент приема середины элемента, т. е. когда принимаемый сигнал достигает наибольшего значения и переходные процессы практически законче­ ны. Этим сводится к минимуму влияние межсимвольных искажений. Для осуществления такого сравнения фаз необходимо располагать последовательностью тактовых импульсов, выделенных из принимаемого сигнала и сфа-

для случая однократной ОФМ.

Приходящий из канала сигнал UBX (рис. 4.446) по­ средством усиления, ограничения и дифференцирования преобразуется в последовательность коротких импульсов-, соответствующих положительным фронтам ограниченной информационной последовательности Uo. Сигнал с вы­ хода ДЦ подается на схему, управляемую последова­ тельностью тактовых импульсов, посредством которой за время приема одной посылки (период ТИ) из всех дифференцированных импульсов выдается один £/3, по­ ступающий сразу после окончания периода ТИ. После сопоставления по фазе полученных импульсов с выде­ ленным ранее на приеме опорным напряжением несущей

234

частоты £Л -на выходе схемы И появляются .импульсы, соответствующие единичным разрядам принимаемой комбинации UBUX. Форма сигнала с/4, снимаемого с триг­ гера, обусловлена тем, что выходной сигнал по цепи обратной связи вызывает дополнительное срабатывание триггера. Недостатками детектирования по методу одно-

т*1икс

Рис. 4.44. Демодулятор ОФМ сигнала, ра­ ботающий по методу однократного отсче­ та:

а) схема; б) временные диаграммы

кратного сравнения фаз являются повышенное требо­ вание к точности выделения тактовых импульсов и не­ которое снижение помехоустойчивости по сравнению с классическим методом.

Описанная схема легко преобразуется для'демоду­ ляции сигналов более высокой кратности. Увеличение кратности на единицу достигается добавлением еще од-

235

приведена структурная схема демодулятора для случая

Рис. 4.45. Структурная схема демодулятора трехкратной ОФМ

Метод демодуляции, основанный на однократном сравнении фазы фронта, наполняющей сигнал частоты, с фазой опорного колебания получил в литературе на­ звание метода «однократного отсчета».

При рассмотрении схем фазовых демодуляторов предполагалось, что на приеме известно значение фазы немодулированной несущей частоты, последовательность тактовых импульсов сформирована и необходимое фа­ зовое расположение ее по отношению к принимаемым сигналам поддерживается в течение всего времени при­ ема. Однако выявление этих последовательностей на прием является самостоятельной и весьма сложной за­ дачей. Существует целый ряд методов для получения опорных сигналов, основанный на детерминированности характеристик передаваемого сигнала. Большинство из них предполагает использование аналоговых узлов (фильтровых схем и управляемых генераторов), к кото­ рым предъявляются очень жесткие требования по ста­ бильности характеристик и их точности. Поэтому эти методы не нашли широкого применения. В настоящее время основным устройством, используемым как для получения тактовой последовательности, так и для по­ лучения несущего опорного колебания, является устрой­ ство синхронизации с дискретным управлением.

236

§4.8. МЕТОДЫ ПОСТРОЕНИЯ

ПЕ Р С П Е К Т И В Н Ы Х УПС

бует новых решений таких вопросов, как: выбор вида модуляции, способы формирования сигнала на передающей стороне, коррекция

нику всех составляющих модулированного сигнала (неравномер­ ность группового времени распространения) Лт не превышала 0,5 длительности едшшчнного элемента Т 0 = , 1 / В . Кроме того, неравно­ мерность амплитудно-частотной характеристики остаточного зату­ хания канала связи не должна быть более ± 1 , 3 3 дБ.

Увеличение скорости передачи сопряжено с необходимостью уменьшения допустимого Дт, что в ряде случаев не может быть обеспечено из-за необходимости расширения используемой полосы частот канала. Так, при использовании классических видов моду­ ляции реально допустимые скорости передачи в каналах ТЧ не пре­ вышают 1800 бод. Дальнейшее увеличение скорости передачи свя­ зано с необходимостью применения весьма сложных автоматических фазокорректирующих устройств. Поэтому реальным путем увели­ чения скорости передачи по каналам ТЧ при сохранении приемле­ мой сложности аппаратуры является использование более сложных видов модуляции. При этом желательно, чтобы спектр модулиро­ ванного сигнала имел ту же ширину, что и спектр первичного сигпала, а не удваивался, как при классических видах модуляции. Ука­ занным требованиям удовлетворяют УПС с частично подавленной боковой полосой и УПС с многократной ОФМ.

Исходя из реально допустимой сложности корректора, следует принять максимальную ширину используемой полосы пропускания

пользовании многопозиционных сигналов в сочетании с однополос­ ными методами модуляции.

В настоящее время применяется в основном три варианта по­ строения сложного сигнала:

1) использование трехкратной ОФМ для передачи со скоростью

4800 бод. Этот вариант построения отличается простотой схемных решений самого приемопередатчика и высокой помехоустойчивостью, но мало перспективен для использования в нем адаптивных и авто­ матических корректоров сигнала;

2) использование многопозиционной ОФМ совместно с двухпозиционной A M . При этом передача сигнала осуществляется с двумя боковыми полосами. Сокращенно этот вариант построения называ­ ется АМ-ОФМ Д Б П ;

237

3) использование однократной ОФМ совместно с многопозиционной A M с частично подавленной боковой полосой частот. Сокра­ щенно этот вариант построения называется АМ-ОФМ ОБП.

Последний вариант нашел в настоящее время наиболее широкое применение из-за простоты построения автоматического корректора группового времени замедления. Недостатком метода АМ.-ОФМ ОБП является необходимость аналоговой обработки сигнала, ограничи­ вающая применение универсальных логических элементов.

Правильный выбор вида сложного сигнала дает определенный эффект только в сочетании с определенным образом сформирован­ ным спектром этого сигнала. Выше было показано, что спектр мо­ дулированного сигнала целиком определяется спектром первичного сигнала (см. рис. 4.9). Ограничение спектра первичного сигнала на уровне первых гармоник в рассмотренных выше модемах осущест­ влялось фильтровым методом. Однако при использовании сложных сигналов этот метод практически неприменим ввиду весьма жестких требований, предъявляемых к формирующим фильтрам. Например, формирование спектра с 20%-ной избыточностью требует использо­

вых методов формирования сигнала с ограниченным спектром. Наи­

собой модулируемую несущую, которая переносит этот спектр в об­

сигналов можно получить различные виды амплитудной и фазовой

I

Iff*.

Рис. 4.46. Форма элементарного сигнала при эхомодуляции

238