ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 05.05.2024
Просмотров: 15
Скачиваний: 1
ВНИМАНИЕ! Если данный файл нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам.
22
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
Введение
Преимущества передачи, использующей оп
тическое усиление сигнала и плотное вол
новое мультиплексирование DWDM, изме
нили концепции построения оптических се
тей. Менее чем за 10 последних лет ем
кость одного волокна в эксплуатируемых системах возросла с 2,5 до 1600 Гбит/с, т.е.
выросла почти в 1000 раз. Такому быстрому прогрессу систем связи в последние 10 лет предшествовали еще 20 лет исследований и отработки волоконнооптических техноло
гий в научных институтах и лабораториях.
В настоящее время волоконнооптические линии связи (ВОЛС) используются в сетях практически всех масштабов: корпоратив
ных сетях и сетях доступа, городских и ре
гиональных сетях, междугородных и тран
сконтинентальных линиях связи. И чем боль
ше протяженность, чем выше скорость пере
дачи, тем более заметны преимущества тех
нологии ВОЛС по сравнению с другими.
Анализ развития протяженных линий связи показывает, что в качестве среды переда
чи информации нет никакой альтернативы волокну. В течение последних лет мы на
блюдаем соревнование одной волоконно
оптической технологии с новой, более со
вершенной волоконнооптической техноло
гией.
Основные этапы эволюции протяженных
ВОЛС представлены на рис.1.
Первую волоконнооптическую коммуника
ционную систему компания Standard
Telephones and Cables построила в сентяб
ре 1975 г. В 1977 г. сразу несколько компа
ний сделали независимые заявления о том, что телефонный трафик был передан в реальном времени по оптическому волок
ну в их испытательных сетях. Это были компании AT&T, General Telephone and
Electronics, British Post Office и другие. Си
стемы с многомодовыми волокнами (MMF)
составляли основу протяженных ВОЛС то
го времени. Наряду с градиентным много
модовым волокном (волокно G.651) в их состав входили светодиоды на основе ар
сенида галлия, излучающие на длине вол
ны 850 нм [1]. Поскольку потери в волокне на этой длине волны были более чем суще
ственны (3 дБ/км), такие линии связи строились с большим числом близко рас
положенных друг к другу регенераторов.
Эти оптические магистрали были наземны
ми, а для межконтинентальной связи все еще использовались подводные коаксиаль
ные кабели.
С появлением одномодового волокна –
стандартного одномодового волокна SSF,
или волокна G.652, – стало ясно, что зна
чительно перспективней вести передачу на длине волны 1300 нм – меньше потери и дисперсия. Использование одномодово
го волокна позволяет передавать оптиче
ские сигналы с большей скоростью и на большие расстояния.
Сначала сложно было реализовать на прак
тике преимущество нового типа волокна.
Однако развитие технологии производства и улучшение технологии сварки одномодо
вого волокна, серийное производство лазе
ров на длине волны 1300 нм способствова
ли быстрому моральному старению протя
женных систем связи на основе многомодо
вого волокна.
Коммерческие преимущества новой техно
логии продемонстрировала компания MCI в
1982 г. Система связи компании MCI, функ
ционирующая на длине волны 1300 нм, пе
редавала данные на 50% быстрее, чем си
стема AT&T, использовавшая градиентное многомодовое волокно и передачу на двух длинах волн, 850 и 1300 нм. При этом MCI
смогла увеличить расстояние между повто
рителями с 7 до 30 км! Это показало огром
ное превосходство одномодового волокна перед многомодовым градиентным для на
земных протяженных линий связи. Другие компании, специализирующиеся на строи
тельстве протяженных линий связи, быстро сделали выбор в пользу новой технологии на основе одномодового волокна.
Между тем трансатлантические кабельные операторы продолжали терять рынок – под
водные коаксиальные кабельные системы не могли больше противостоять появляющимся системам спутниковой связи – и в поисках ресурсов для увеличения полосы пропускания вынуждены были рассмотреть возможность использовать волокно. Подводные оптические кабели (ОК) начали производить позднее, чем кабели для наземных волоконнооптических магистралей. Это было обусловлено сложно
стью изготовления подводного ОК – нагрузки на кабель и соответственно на волокна при укладке кабеля в грунт значительно меньше.
Тем не менее в 1988 г. после нескольких лет планирования и строительства консорциум компаний, ведомый AT&T, сдал в эксплуата
цию первую трансатлантическую волоконно
оптическую систему TAT8, состоящую из 3
пар одномодовых волокон, работающую на длине волны 1300 нм с расстоянием между повторителями 60 км.
Выделяются следующие технологические этапы в развитии волоконнооптических те
лекоммуникационных технологий.
Волокно: градиентное многомодовое волокно MMF
стандартное одномодовое волокно SSF
волокно со смещенной дисперсией DSF
волокно с ненулевой смещенной дисперсией
NZDSF.
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Протяженные ВОЛС
на основе EDFA
Р.Р. Убайдуллаев, к.ф.м.н., Телеком Транспорт, rustam@tt.ru
Рис.1. Эволюция волоконнооптических линий связи (оптический уровень)
23
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
Источник излучения:
светодиод
лазер Фабри–Перо
лазер DBR
лазер DFB лазер VCSEL.
Длина волны:
850 нм
1300 нм 1550 нм использова
ние Cдиапазона (1530 – 1565 нм)
исполь
зование C и Lдиапазонов (1530–1625 нм).
Число каналов:
один канал
двух, трехоконное мульти
плексирование WDM: 850 нм, 1300 нм,
1550 нм
широкозонное волновое мульти
плексирование CWDM (4, 8 каналов)
плотное волновое мультиплексирование
DWDM (16, 32, 40, 96, 192 канала).
Модуляция:
формат NRZ
формат RZ
дуобинарный формат
фазомодулированный формат RZ.
Восстановление сигнала:
частая электронная регенерация
эрбиевые усилители
рамановские усилители ком
пенсация хроматической дисперсии
ком
пенсация ПМД
оптическая 3Rрегенерация.
Скорость передачи по одному каналу:
2 Мбит/с
34 Мбит/с 155 Мбит/с
622 Мбит/с
2,5 Гбит/с 10 Гбит/с
40 Гбит/с
160 Гбит/с.
Маршрутизация сигнала: оптоэлектрооптическое преобразование
оптический мультиплексор ввода/вывода
оптическая коммутация
полностью оптическая сеть.
Минимальные значение потерь в стандартном одномодовом волокне 0,2–0,25 дБ/км достигает
ся на длине волны, близкой к 1550 нм. Мини
мальная хроматическая дисперсия, в окрестно
сти нуля, достигается на длине волны 1310 нм.
Чтобы обеспечить высокую скорость передачи на большие расстояния, необходимо свести к мини
муму потери и дисперсию, причем на одной и той же длине волны.
Прямолинейным ответом было создание во
локна со смещенной дисперсией (DSF, волок
но G.653). Это волокно, имеющее нулевую дисперсию в окрестности длины волны
1550 нм, обещало быть очень привлекатель
ным для одноканальной передачи. Однако две появившиеся впоследствии технологии –
DWDM и EDFA – показали несостоятельность волокна DSF. Четырехволновое смешение,
эффект, выражающийся в появлении допол
нительных паразитных сигналов на частотах,
являющихся комбинацией рабочих частот, ко
торые также усиливаются, проходя через ка
скады усилителей EDFA. Этот эффект стано
вится заметным при многоволновой передаче.
Одновременно две причины приводят к резкому увеличению нелинейных эффек
тов в волокне DSF: нулевая дисперсия в рабочем диапазоне длин волн и малое эф
фективное поперечное сечение. Уменьше
ние эффективного поперечного сечения связано с тем, что смещение дисперсии достигается за счет увеличения волновод
ной дисперсии при изменении профиля по
казателя преломления и уменьшении диа
метра сердцевины.
В 1994 г. создается волокно с ненулевой смещенной дисперсией (NZDSF, волокно
G.655), в котором длина волны нулевой дис
персии вынесена за пределы зоны усиления
EDFA. И это волокно также оказалось не способным удовлетворить растущие потреб
ности. Рост числа каналов, канальной ско
рости передачи, увеличение протяженности сегментов между усилителями – все эти факторы по отдельности и тем более вме
сте требуют увеличения мощности излуче
ния, вводимого в волокно.
В 1998 г. разрабатываются еще более со
вершенные волокна NZDSF с увеличенной эффективной площадью поперечного сече
ния. Поскольку проявление нелинейных эффектов зависит от плотности световой энергии в волокне, то увеличение эффек
тивной площади приводит к ослаблению влияния нелинейных эффектов и увеличи
вает дальность и скорость передачи инфор
мации.
Эрбиевые оптические
усилители (EDFA)
Принципиальным отличием оптического усилителя от регенератора является то, что в усилителе нет оптоэлектронного преобра
зования. Оптический усилитель увеличива
ет амплитуду входных оптических импуль
сов чисто оптическим путем, не выполняя при этом никакого восстановления формы импульсов. Первыми были исследованы по
лупроводниковые и рамановские усилители,
однако наличие ряда технологических недо
статков в первое время ограничили их прак
тическое использование.
В 1990 г. создаются первые оптические уси
лители на основе волокна, легированного эрбием (EDFA), и становится очевидным возможности их широкого использования в протяженных линиях связи. Несмотря на позднее рождение, EDFA первыми проника
ют на телекоммуникационный рынок и на сегодняшний день доминируют на нем.
Оптический усилитель имеет три суще
ственных преимущества перед регенерато
ром. Вопервых, оптический усилитель кон
структивно проще. Вовторых, оптический усилитель в отличие от регенератора не привязан к протоколу или скорости переда
чи и может преобразовывать (усиливать)
входной сигнал любого формата. Втретьих,
оптический усилитель способен одновре
менно усиливать большое число независи
мых спектрально разделенных каналов, в то время как регенератор может обрабатывать только один канал, одну длину волны. Пере
численные преимущества оптического усилителя настолько значительны, что по
зволяют мириться с главным недостатком –
дополнительным шумом, вносимым усили
телем.
Основные параметры
оптического усилителя
Три ключевых параметра характеризуют оп
тический усилитель – коэффициент усиле
ния, мощность насыщения на выходе усили
теля и шумфактор.
Коэффициент усиления G (gain) и его лога
рифмический эквивалент g = 10lgG [дБ]
определяются из соотношения
G = P
S out
/
P
S in
, g = p
S out
– p
S in
,
(1)
где P
S in
и P
S out
– мощности (полезных) сиг
налов на входе и выходе усилителя (малень
кие буквы относятся к уровням мощности,
выраженным в логарифмических единицах
p = 10lg(P/1 мВт) [дБм]). Коэффициент уси
ления оптического усилителя EDFA зависит от длины волны и мощности входного сигна
ла. Зависимость от длины волны имеет до
статочно сложную форму. Она определяется формой энергетических уровней ионов эр
бия, их концентрацией, распределением,
длиной волны лазера накачки и многими другими параметрами (подробнее см. [3]).
На рис.2а приведены типовые зависимости от длины волны для трех фиксированных значений мощности. Более простой вид (вид монотонно убывающей функции) имеет за
висимость коэффициента усиления от мощ
ности входного сигнала. Такая зависимость для длины волны 1550 нм приведена на
рис.2б. С практической точки зрения удобно ввести еще один параметр, характеризую
щий EDFA, P
out sat
– мощность насыщения
на выходе усилителя. P
out sat
определяется как значение мощности сигнала на выходе,
при которой коэффициент усиления G в два раза (g на 3 дБ) меньше максимального зна
чения коэффициента усиления G
max
, дости
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Рис.2. Зависимости коэффициента усиления EDFA от:
а) длины волны входного сигнала при фиксированных значениях мощности;
б) мощности входного сигнала при фиксированном значении длины волны 1550 нм.
Мощность насыщения выходного сигнала равна 0 дБм
24
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
гаемого при малом входном сигнале.
Эрбиевые усилители, используемые как усилители мощности, обычно работают в режиме насыщения, когда мощность сигна
ла на выходе близка или превосходит мощ
ность насыщения P
out sat
. Именно в этом режиме удается получить максимальную выходную мощность и максимальную эф
фективность накачки.
Качество оптического сигнала характеризу
ют величиной, которую принято называть оптическим отношением сигналшум
(OSNR). OSNR равно отношению мощности полезного сигнала к мощности шума в спек
тральном интервале
∆ν , определяемом окном фильтра или демультиплексора на приемной стороне. Значение OSNR должно быть достаточно большим, чтобы обеспе
чить требуемую для стандарта передачи максимально допустимую частоту появле
ния ошибок BER. По мере распространения сигнала между регенераторами значение
OSNR может только убывать.
Шумфактор NF (noise figure) показывает,
как сильно возрастает шум в усилителе по сравнению с полезным сигналом, и опреде
ляется как отношение сигналшум на входе
(OSNR
in
) к отношению сигналшум на выхо
де (OSNR
out
):
P
S in
P
S out
OSNR
in
NF = ––––––––
/
––––––––– = .
(2)
P
N in
P
N out
OSNR
out
Здесь следует отметить, что шумфактор усилителя определяется в условиях, когда на вход подается идеальный когерентный сиг
нал частоты
ν, т.е. сигнал с минимальным теоретическим значением мощности шума,
определяемым квантовыми флуктуациями
P
N in
= h
ν∆ν,
где h – постоянная Планка,
∆ν – ширина спектра оптического фильтра. Меньше этой величины уровень шума быть не может. У
такого идеального сигнала отношение сиг
нал/шум максимально возможное, но не бесконечное, и вычисляется по формуле
OSNR
in
= P
S in
/
h
ν∆ν.
При этом мощность шума на выходе будет состоять из мощности усиленного спонтан
ного излучения P
ASE
(amplified spontaneous emission) и мощности шума, связанной с квантовыми флуктуациями:
P
N out
= P
ASE
+ h
ν∆ν
Мощность усиленного спонтанного излуче
ния P
ASE
определяется соотношением [2]
P
ASE
= 2n
sp
(G – 1)h
ν∆ν, (3)
где n
sp
– коэффициент спонтанной эмис
сии. Для идеального усилителя n
sp
= 1. Ко
эффициент спонтанной эмиссии зависит от заселенностей уровней эрбия. Если учесть,
что P
S out
/
P
S in
= G, то шумфактор (2) мож
но выразить через коэффициент усиления и коэффициент спонтанной эмиссии
1
NF = –––– (1+ 2n
sp
(G – 1)),
G
а мощность усиленного спонтанного излуче
ния будет равна
P
ASE
= (NF.G – 1)h
ν∆ν. (4)
Часто при описании EDFA значение шум
фактора, как и значение коэффициента усиления, указывается в дБ: nf = 10lgNF.
При G >>1 NF = 2n
sp
. Таким образом, в уси
лителях с большим усилением минимальное значение шумфактора (теоретический пре
дел) NF равен 2 (nf = 3 дБ) и достигается при n
sp
= 1.
Шумфактор NF двух последовательных усилителей, характеризующихся соответ
ственно коэффициентами усиления G
1
и G
2
и шумфакторами NF
1
и NF
2
определяется по формуле
NF
2
– 1
NF = NF
1
+ –––––––––– .
(5)
G
1
В более общем случае многокаскадного усиления вклад в результирующий шум
фактор со стороны шумфактора nго уси
лителя уменьшается в число раз, равное произведению коэффициентов усиления всех предыдущих усилителей.
Это правило позволяет сформулировать об
щее требование при создании многокаскад
ных усилителей: лучший способ получения многокаскадного усилителя с более низким уровнем шума состоит в использовании низкошумящего усилителя с малым шум
фактором и бoльшим усилением в первом каскаде. Именно первый каскад определяет шумовую характеристику многокаскадного усилителя.
В двухкаскадном усилителе первый каскад работает с малым входным сигналом и на
зывается предусилителем, второй каскад обеспечивает большую выходную мощность и называется усилителем мощности. При
менительно к каскаду усилителей EDFA
имеют место следующие практические вы
воды: конструкция предусилителей EDFA
должна обеспечивать минимально возмож
ное значение NF
1
, а конструкция усилите
лей мощности должна обеспечивать наи
большее значение выходной мощности и эффективности накачки. Наименьшее зна
чение шумфактора достигается в усили
телях, использующих сонаправленную накачку на длине волны 980 нм, и именно их целесообразно использовать в качестве предусилителей [3]. Наибольшую эффектив
ность накачки и выходную мощность можно получить при использовании встречной на
качки на длине волны 1480 нм. Такую кон
струкцию целесообразно использовать в усилителях мощности.
Протяженная ВОЛС с
периодическим усилением
Работа усилителей в протяженной линии связи значительно отличается от работы многокаскадных усилителей. В ВОЛС меж
ду усилителями расположены участки во
локна, в которых сигнал существенно осла
бляется.
Процесс накопления шума в протяженной линии связи удобно продемонстрировать на примере линии, содержащей N
amp
опти
ческих усилителей с одинаковыми коэффи
циентами усиления G и коэффициентами спонтанной эмиссии n
sp
(рис.3). Усилители разделены сегментами оптического волок
на, каждый из которых вносит затухание
1/G. Таким же сегментом волокна отделен первый усилитель от точки ввода сигнала.
Такое рассмотрение хотя и является упро
щенным, в частности не учитывает эффект насыщения усилителя, однако дает доста
точно правильный результат и позволяет сделать важные практические выводы [4].
Для простоты анализа удобно разделить шум на две компоненты: квантовый шум и классический шум. Классический шум ведет себя аналогично полезному сигналу,
т.е. ослабляется в линии и усиливается в усилителе. Кроме того, в каждом усилителе к усиленному классическому шуму от пре
дыдущего каскада добавляется шум уси
ленного спонтанного излучения. На вход
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Рис.3. Накопление шума и уменьшение SNR в линии с равноудаленными оптическими усилителями
25
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
первого сегмента подается «незашумлен
ный» сигнал мощностью P
in
(в таком сигна
ле присутствует только квантовый шум). До этого же уровня мощности происходит уси
ление сигнала на каждом усилителе. Одна
ко на каждом новом усилителе линейно бу
дет накапливаться усиленное спонтанное излучение, и на выходе N
amp
го усилителя
P
ASE N_amp
= N
amp
2n
sp
(G – 1)h
ν∆ν, рис.3.
Для определения полного шума на выходе линии с N
amp
одинаковыми усилителями следует добавить квантовые флуктуации
h
ν∆ν. Тогда отношение сигнал/шум на выхо
де будет равно
P
in
1
OSNR
out
= –––––––
•
––––––––––––––––––––– . (6)
h
ν∆ν 2N
amp
n
sp
(G – 1)+1
Главная задача в телекоммуникационных системах передачи – получить на выходе как можно большее значение отношения сигнал/шум (OSNR
out
). В знаменатель вхо
дит произведение N
amp
(G – 1), чем оно ме
ньше, тем лучше. Поскольку сигнал на каж
дом каскаде усиливается до прежнего зна
чения, то справедливо соотношение
G = exp(aL / [N
amp
10lg(e)]) = exp(0,23aL / N
amp
)
или
g = 10lg G = aL / N
amp
,
где a [дБ/км] – удельное затухание в волок
не, и L / N
amp
– длина пролета между усили
телями. Произведение N
amp
(G – 1) стремит
ся к своему минимальному значению, равно
му aL(10lg(e))
0,23aL при N
amp
, стремящем
ся к бесконечности (т.к. усиление G – экспо
ненциальная функция, то множитель (G – 1)
очень быстро растет с уменьшением N
amp
).
Таким образом, оптимальной стратегией бы
ло бы как можно более частое размещение усилителей и соответствующее уменьшение их коэффициентов усиления. Цена, однако,
диктует противоположную стратегию. На практике экономически не выгодно разме
щать оптические усилители близко, так как каждый узел, в котором находится оптиче
ские усилитель, требует определенной инфраструктуры – наличие источника пита
ния, помещения, защищенности узла. Так ха
рактерные расстояния между усилителями составляют 40–100 км и более.
При типичных для реальных систем переда
чи информации расстояниях между усили
телями коэффициент усиления должен быть большим. В этом случае соотношение (6)
упрощается
P
in
1
OSNR
out
= ––––––– . ––––––––––––– =
h
ν∆ν 2N
amp
n
sp
G
P
in
1
= ––––––– . ––––––––––––– .
(7)
h
ν∆ν 2N
amp
NF.G
Если подставить частоту
ν, соответствую
щую длине волны 1550 нм, а
∆ν положить равным 12,5 ГГц (это соответствует ширине фильтра 0,1 нм на указанной длине волны),
то из (7) можно получить удобную при прак
тических расчетах формулу для отношения сигналшум, выраженного в децибелах
osnr
out
= 58 + p
in
– g – nf – 10lgN
amp
, (8)
где p
in
[дБм] – вводимая в волокно мощ
ность в расчете на канал; g [дБ] – коэффи
циент усиления; nf [дБ] – шумфактор.
Хотя расстояния между усилителями в линях связи на практике не одинаковы, соотноше
ние (8) позволяет понять многие принципы построения протяженных линий связи.
Вопервых, отметим, что если расстояние между усилителями фиксировано, то на один доступный дБ уменьшения OSNR
out
протя
женность безрегенерационного участка уве
личивается на 25%, а на каждые 3 дБ – рас
стояние удваивается. Действительно, т.к. все члены правой части выражения (8) кроме по
следнего постоянны, то увеличение отноше
ния сигнал/шум на 3 дБ позволяет удвоить число усилителей. Поскольку расстояние между усилителями постоянно, то удвоение числа усилителей эквивалентно увеличению длины линии вдвое.
Вовторых, из соотношения (8) также видно,
что к увеличению OSNR
out
ведет увеличе
ние вводимой в волокно мощности на канал
P
in или, что эквивалентно, мощности сигна
ла на канал на выходе усилителя, уменьше
ние шумфактора и уменьшение потерь в волокне.
Втретьих, имеет место более слабая лога
рифмическая зависимость отношения сигнал/шум от числа линейных усилителей
(рис.3).
Формулу (8) можно преобразовать, восполь
зовавшись связью усиления в усилителе с длиной участка l между усилителями и ко
личества усилителей с длиной регенераци
онного участка: g = al,
N
amp
= L / l:
osnr
out
= 58+p
in
– al – nf – 10lg(L/l).
Прямой путь увеличения отношения сиг
нал/шум – увеличение мощности сигнала.
Однако вводимая в волокно мощность огра
ничена изза влияния нелинейных эффек
тов.
Вторая возможность – уменьшение потерь в волокне. По этому пути постоянно идут раз
работчики волокна, и в настоящее время потери в кварцевом волокне снижены прак
тически до теоретического предела [5].
На рис.4 показана зависимость OSNR
out
от полных агрегированных потерь на регенера
ционном участке для четырех различных зна
чений потерь на пролете между усилителями.
Потери 15, 20, 25 и 30 дБ соответствуют про
летам 60, 80, 100 и 120 км. Параметры, при
веденные на рис.4, типичны для DWDMси
стем протяженностью в несколько сот кило
метров. При расчете протяженных систем в условиях сверхвысоких скоростей передачи
(10 Гбит/с и больше) для OSNR
out
следует вносить дополнительные поправки [6].
Еще одна возможность увеличения
OSNR – это уменьшение шумфактора.
Чтобы увеличить OSNR в конце линии на
1 дБ, т.е. по прохождению всех усилителей,
необходимо уменьшить NF на 1 дБ для каждого усилителя. Мы говорили, что тео
ретический предел для NF составляет
3 дБ. На практике усилитель вносит еще больший шум, и типичные значения шум
фактора составляют 4–6 дБ, которые уменьшить достаточно сложно. При очень больших пролетах часто используется двух
каскадное усиление на линейном узле –
предварительное усиление и усиление мощности. В этом случае шумфактор та
кого узла определяется формулой (5), и обычно стремятся уменьшать значения NF
оптического предусилителя.
Отметим здесь принципиальное отличие
ВОЛС с периодически расположенными усилителями, между которыми достаточно большие пролеты, от многоэлементного усилителя – устройства, состоящего из нес
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Рис.4. Зависимость OSNR
out от полных агрегированных потерь на регенерационном участке для участков волокна между усилителями, вносящих потери 15, 20, 25 и 30 дБ. Мощность входного сигнала 0 дБм, шумфактор 5 дБ
ОSNR, дБ
26
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
кольких усилителей, в котором каждый по
следующий усилитель следует непосред
ственно за предыдущим. Итоговый шум
фактор локального многоэлементного уси
лителя главным образом определяется шумфактором первого каскада, в то время как итоговый шумфактор линии с последо
вательными усилителями критично зависит от шумфактора каждого линейного усили
теля в отдельности. В последнем случае итоговое улучшение шумфактора на 1 дБ
требует уменьшить шумфактор каждого усилителя на 1 дБ, что может привести к огромным дополнительным расходам, де
лающим этот путь практически неприемле
мым.
Параметр OSNR характеризует накопление шума в оптическом тракте. В протяженной линии связи наиболее весомый вклад в сум
марный шум вносят накопленные шумы
ASE и избыточный шум источника опти
ческого излучения.
Расчет для конкретной линии связи.
Пусть дана линия связи протяженностью
L
0
= 1000 км с числом усилителей N
0
= 10 и потерями в волокне
α = 0,2 дБ/км. Требует
ся определить число таких же усилителей
N, которые обеспечили бы прежнее значе
ние OSNR для линии 2000 км.
Решение.
Чтобы обеспечить одинаковый уровень
OSNR для линий 1000 и 2000 км. С учетом
(8) получаем
g + 10lgN = g
0
+ 10lgN
0
, где g
0
=
α L
0
/ N
0
= 20 дБ, а
g = 2
α L
0
/ N = 400/N, и мы получаем уравнение относительно N:
400 /N + 10lgN = 30 дБ , решая которое най
дем N = 25. Интервалы между усилителями должны быть уменьшены со 100 км до 80 км.
Qфактор
Работа цифровых систем связи считается нормальной только в том случае, если ко
эффициент битовых ошибок BER не превы
шает определенный допустимый уровень,
зависящий от используемого сетевого стан
дарта. Современные оптические линии связи строятся так, чтобы удовлетворить любому сетевому стандарту. Поэтому при их расчете и строительстве закладывается достаточно жесткое ограничение уровня ошибок (от BER=10
11
до BER=10
15
) .
Рассмотрим теперь работу фотоприемника.
Будучи синхронизованным с приходящим оптическим сигналом, фотоприемник периодически в оптимальные моменты вре
мени проводит обработку принимаемого сигнала – регистрирует интенсивность оп
тического сигнала и по определенному по
роговому значению решает, какой сигнал принят – 0 или 1 (рис.5). Качество работы цифровой системы связи можно оценить по глаздиаграмме.
К снижению качества цифровой передачи приводит много факторов: дисперсия, нели
нейные эффекты в волокне, нестабильность таймеров, усиленное спонтанное излучение и др. Кумулятивное воздействие этих фак
торов хорошо описывается всего четырьмя параметрами: уровнями
µ
0
,
µ
1
сигналов, со
ответствующих 0 и 1, и их среднеквадратич
ными отклонениями
σ
0
,
σ
1
. Более того, для расчета BER требуется еще меньше инфор
мации, а именно, знание только одного па
раметра – Qфактора, который определяет
ся следующим выражением
µ
1
–
µ
0
Q = –––––––––– ,
(9)
σ
1
+
σ
0
OSNR – это только один из факторов, влия
ющих на коэффициент ошибок. Однако в предположении, что главным источником ошибок являются биения между сигналом и усиленным спонтанным излучением (ASE),
можно найти допустимый уровень OSNR,
который обеспечивает данное значение Q
фактора [5].
Q
2
B
e
OSNR = ––––––– ,
(10)
B
0
где B
0
– исходная спектральная полоса
12,5 ГГц (0,1 нм), B
e
– полоса пропускания электрического фильтра фотоприемника,
индекс модуляции m = I
0
/ I
1
, принят равным нулю ( I
0
, I
1
– интенсивности передачи 0 и 1
лазером). Отметим, что соотношение (10)
справедливо в тех случаях, когда можно пренебречь джиттером, дисперсионными эффектами и ненулевой интенсивностью передачи символа «0».
С другой стороны можно аналитически вы
разить BER как функцию Q с использовани
ем функции ошибок.
Если задано требуемое значение BER, то пользуясь выражением (11) можно найти требуемое значение Qфактора. Так для значения BER =1,0
11
требуется обеспечить значение Q=16,53.
Часто в качестве значения Qфактора при
водят его логарифмический эквивалент
q = 20lgQ [дБ], табл. 1. Следует обратить внимание, что множитель 20 (а не 10) вы
бран постольку, поскольку в (10) OSNR ква
дратично зависит от Q. Таким образом обеспечивается соответствие с моделью ли
нейного накопления шума – из (8) и (10)
следует, что приросты в децибелах для
OSNR и Qфактора будут одинаковыми.
Прямая коррекция ошибок
Длина межрегенерационного участка может достигать нескольких тысяч км, а число ли
нейных оптических усилителей на таком участке пары десятков и более. Это не мо
жет не сказываться негативно на отноше
нии сигнал/шум. В общем случае к умень
шению OSNR
out
и соответственно к увели
чению BER ведет накопление дисперсии в волокне между регенераторами, накопле
ние искажений сигналов за счет нелиней
ных эффектов в волокне, накопление шу
мов в EDFA, неидеальная работа лазеров и фотоприемников. Все это ограничивает про
тяженность линии связи между регенерато
рами, скорость передачи на канал, число каналов и расстояния между соседними усилителями.
Прямая или упреждающая коррекция оши
бок FEC резко повышает качество работы линии связи и, в частности, позволяет сох
ранить на прежнем уровне значение BER
при более низком отношении SNR, т.е. при большей протяженности межрегенерацион
ного участка. Прямая коррекция ошибок функционально организована следующим образом, рис.6:
❑
Кодер FEC, находящийся в оптическом терминальном узле, принимает информа
ционный битовый поток, добавляет в него рассчитанные избыточные символы и вы
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
1
Q
exp(– Q
2
/ 2)
BER(Q) = ––– erfc
(
––––
)
––––––––––––– , (11)
2 2 Q
2
π
Qфактор, q [дБ]
BER
6,00 2,73.10
2 7,00 1,45.10
2 8,00 6,77.10
3 9,00 2,67.10
3 10,00 8,50.10
4 11,00 2,08.10
4 12,00 3,63.10
5 13,00 4,15.10
6 14,00 2,80.10
7 15,00 9,64.10
9 16,00 1,43.10
10 17,00 7,38.10
13 18,00 1,00.10
15
Таблица 1. BER для нескольких значе
ний Qфактора
Рис.5. Типичный вид глаздиаграммы при использовании кода RZ (возвращение к нулю) при приеме оптического сигнала. Справа показана модельная схема гауссовских распределений напряже
ния после фотоприемника непосредственно перед цепью принятия решения
27
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
дает кодированный битовый поток на большей скорости.
❑
Декодер FEC принимает на другом тер
минальном узле битовый поток, выполня
ет коррекцию ошибочно принятых битов,
устраняет избыточные биты и передает битовый поток дальше.
Коррекция ошибок обеспечивает нормаль
ную работы системы в условиях более низ
кого значения OSNR
out
, что, в свою оче
редь, позволяет увеличить число оптиче
ских усилителей и общую протяженность межрегенерационного участка (рис.7).
Устройство коррекции ошибок обычно явля
ется неотъемлемой частью современной во
локоннооптической системы передачи. При этом существуют разнообразные методы реализации кодеков FEC. Так, при исполь
зовании сетевых стандартов Fast Ethernet,
Gigabit Ethernet в оптических интерфейсах заложено увеличение битовой скорости на
25%, а соответствующие схемы кодирова
ния получили название 4B/5B и 8B/10B.
Стандарт 10 Gigabit Ethernet предусматрива
ет два типа кодирования: 64B/66B (избыточ
ность 3%) для передачи по одномодовому волокну и 8B/10B (25%) для передачи по многомодовому волокну. Следует добавить,
что в технологии Ethernet (10/100/1000/…)
предусмотрена и вторая коррекция ошибок.
Так, кадр стандарта IEEE 802.3 содержит специальное поле «контроль последова
тельности кадра» CRC, под которое отво
дится 4 байта. При учете допустимого изме
нение длины кадра в пределах от 64 до
1518 байт (преамбула исключена, так как при вычислении контрольной суммы, зано
симой в поле CRC, преамбула не учитыва
ется) дополнительная избыточность за счет поля CRC составляет 0,26–6,67%.
В технологии SDH функцию коррекции ошибок несут однобайтовые поля B1 (мони
торинг качества) и B2 (четности) SDH
фрейма.
В линиях дальней связи наиболее широкое распространение получил так называемый
«out of band» FEC ITU G.975 стандарт(1999),
который основан на коде Рида–Соломона
RS(255,239). FEC увеличивает битовую ско
рость с 9,95 до 10,66 Гбит/с и позволяет уменьшить BER от 10
5
до 10
15
, соответ
ствующий выигрыш по SNR составляет
6 дБ. FEC, основанный на коде RS(255,239).
Этот код был первым одобрен для исполь
зования в коммерческих подводных систе
мах. В настоящее время поставляются коде
ки G.975 FEC, выполненные в виде одной микросхемы, для наземного оборудования дальней связи.
Конечно, использование FEC приводит к увеличению общей стоимости оптической линии связи. Экономически оправдано ис
пользование коррекции ошибок в системах дальней связи, т.к. позволяет уменьшить ко
личество усилителей и регенераторов.
Так, нет надобности вводить дополнитель
ный FEC и в городские DWDMсистемы в силу малых расстояний между регенерато
рами. Также не требуется дополнительный
FEC при передаче низкоскоростных потоков
STM1/4/16, Fast Ethernet, Gigabit Ethernet.
Коды Рида–Соломона
При огромном разнообразии кодеков FEC
при строительстве протяженных линий свя
зи с множеством линейных оптических уси
лителей широкое распространение получи
ли кодеки на основе блочных кодов Рида–
Соломона (Reed–Solomon) RS(n,k) с sбито
выми символами, и в частности кодов
RS(255,251), RS(255,239), RS(255,223) c од
нобайтовыми (s = 8) символами. Это озна
чает, что кодер FEC принимает последова
тельно каждые k символов данных длиной s бит каждый и добавляет к ним n–k симво
лов, рассчитанные по принятым k.s битам,
дополняя фрагмент до кодового слова. Это кодовое слово длиной n, состоящее из не
измененной части данных длиной k и рас
считанной добавки длиной n–k предается в линию. Декодер из полученного кодового слова, в котором могли появиться ошибки,
может исправить до t символов, где t = (n – k)/2. При этом исправление сим
вола не зависит от числа ошибочных битов внутри него. Избыточность кода называется отношение (n – k)/k. При использовании ко
деков требуется определенная процессор
ная мощность на кодирование и декодиро
вание потока данных. Причем наибольшие ресурсы требуются на этапе декодирования.
В табл. 2 приводятся типовые данные неап
паратного декодирования при использова
нии процессора Pentium PIV, 2 ГГц. Предпо
лагается, что чем больше избыточность,
тем больший процент ошибочных символом можно откорректировать. При больших ско
ростях передачи необходимо использовать аппаратные кодеки.
Отметим основные достоинства кодов
Рида–Соломона.
➊ Обеспечивается значительная корректи
рующая емкость – алгоритм RS(n,k) спосо
бен корректировать до (n–k)/2 ошибочно переданных байтсимволов в одном кодо
вом слове длиной n байт.
➋ Конструктивная простота как кодера, так и декодера FEC.
➌ Структура кодирования совместима с би
нарной передачей.
➍ Значительная корректирующая емкость при появлении «взрывных» или непрерыв
ных ошибок. Это свойство, присущее сам
ому коду RS(n,k), можно дополнительно усилить путем использования чередова
ния нескольких комплектов кодеков на один канал. Длина непрерывного участка ошибок, которые могут быть полностью откорректированы, возрастает пропорцио
нально числу чередующихся кодеков.
В настоящее время коды Рида–Соломона остаются непревзойденными по простоте и эффективности и находятся на переднем рубеже научных достижений.
Эффективность FEC принято измерять по выигрышу OSNR, т.е. насколько данный ме
тод коррекции ошибок позволяет умень
шить OSNR на приемной стороне при сох
ранении значения BER на прежнем уровне.
Так BER на выходе10
11
требует Qфактора
16,5 дБ, табл. 1. На рис.8 приведена зависи
мость BER на выходе как функция Qфак
тора (сверку указаны значения BER на вхо
де, соответствующие данному значению
Qфактора) для трех случаев, без коррек
ции ошибок, с FEC 7% и 23%. Для FEC 23%
BER на выходе 10
11
достигается при
q = 8,4 дБ. Полный выигрыш составляет
8,1 дБ (16,5–8,4 дБ). Чистый выигрыш будет меньше, так как возросла на 23% скорость в оптическом канале передачи. Штраф за это можно грубо оценить исходя их того, что увеличение скорости приводит к пропорцио
нальному увеличению спектральной полосы сигнала и захватывает больше шума, что соответствует добавке 10lg(1,23) или 0,9 дБ.
Таким образом, чистый выигрыш будет
7,2 дБ.
Рассмотрим, что реально дает чистый вы
игрыш при использовании FEC, например,
∆q = 3 дБ. Это означает, что соответствую
щее значение OSNR также можно умень
шить на 3 дБ (уменьшить в два раза) при сохранении прежнего уровня BER. Если об
ратиться к соотношению (8), то уменьшения
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Код
Избыточность
Поток данных
RS(255,251)
1,6%
144,0 Мбит/с
RS(255,239)
6,7%
32,4 Мбит/с
RS(255,223)
14,3%
13,2 Мбит/с
Таблица 2. Максимальная скорость потока дан
ных, которую может обрабатывать
Pentium PIV, 2 ГГц
Рис.6. Система передачи с использованием FEC
28
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
на 3 дБ можно достичь, например, двукрат
ным увеличением числа оптических усили
телей, не меняя другие параметры. То есть можно увеличить в два раза протяженность линии, сохраняя все прежние остальные па
раметры – вводимую в волокно мощность,
коэффициент усиления и шумфактор уси
лителей и расстояния между соседними усилителями.
Выигрыш 7,2 дБ позволяет более чем в пять раз увеличить протяженность линии связи!
Заключение
Применение эрбиевых усилителей открыло новую эру ВОЛС. Стала возможной безре
генерационная передача на расстояния до
1000 км и более. В настоящее время можно утверждать, что решения на основе EDFA
проверены практикой, надежны, сравни
тельно недороги, достаточно эффективны и не имеют лучших альтернатив при строи
тельстве протяженных ВОЛС с расстоянием между усилителями 60 – 120 км.
Литература
1. Frank G. Wakeham , Corning Inc., Backbone
to the future «Traditionally, longhaul net
works served as the proving ground for
technologies that migrated to other parts of
the network», Lightwave, September 2001.
2. Волноводная оптоэлектроника / Под ред.
ТамираТ. М.: Мир, 1991. 575 с.
3. Курков А.С., Наний О.Е. «Эрбиевые воло
коннооптические усилители», Lightwave
Russian Edition, Июнь 2003, сс.14–19.
4. Rajiv Ramaswami, Kumar N. Sivarajan
«Optical Networks: A Practical Perspective»,
Academic Press, 1998, 632 pp.
5. «Оптическое волокно с рекордно малой
величиной затухания», Lightwave Russian
Edition, Июнь 2003, с. 8.
6. «Optical Fiber Telecommunications IVB»,
edited by Ivan Kaminow and Tigye Li, Aca
demic Press, 2002, 1022 pp.
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Рис.7. Коррекция ошибок FEC позволяет увеличить расстояние между регенераторами
Рис.8. Улучшение сигнала при использовании FEC на основе кодов Рида–Соломона при избыточности 7 и 23%
Прогресс в развитии магистральных и зоно
вых сетей, а также наметившаяся устойчивая тенденция организации мультисервисных ре
гиональных и городских сетей делают акту
альной задачу резкого увеличения пропу
скной способности сетей доступа. Стимулом для решения этой задачи является увеличе
ние количества и улучшение качества новых видов услуг связи, увеличение числа пользо
вателей INTERNET с широкополосным досту
пом, гигабитная и десятигигабитная сеть
ETHERNET, электронная почта и другие услу
ги. Развитие сетей доступа требует не только увеличения пропускной способности, но и гибкой и оперативной переконфигурации ар
хитектуры этих сетей, повышения скорости коммутации и маршрутизации на оптическом уровне, а также эффективной системы упра
вления. Одним из прогрессивных методов по
вышения пропускной способности сетей до
ступа является использование технологий спектрального разделения оптических кана
лов (WDW и DWDM). При этом повышенный интерес проявляется к разновидности WDM –
CWDM (Coarse – WDM), позволяющей суще
ственно снизить требования к спектральным параметрам лазеров, оптических мультиплек
соров/демультиплексоров и оптических филь
тров и тем самым снизить стоимость обору
дования. Использование технологий WDM в сетях доступа дает возможность не только увеличивать пропускную способность, но и повышать скорость и гибкость маршрутиза
ции и пакетной коммутации. В этом случае маршрутизация осуществляется не только по времени и направлениям, но и по длинам волн. Для этого разработаны оптические вол
новые коммутаторы и маршрутизаторы [1, 2].
Основой этих устройств являются волновые
ТЕХНИЧЕСКИЕ РЕШЕНИЯ ОПТИЧЕСКИХ УСТРОЙСТВ
ВВОДА/ВЫВОДА В СЕТЯХ ДОСТУПА
Е.А. Заркевич, О.К. Скляров,
С.А. Устинов, ЦНИИС
22
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
Введение
Преимущества передачи, использующей оп
тическое усиление сигнала и плотное вол
новое мультиплексирование DWDM, изме
нили концепции построения оптических се
тей. Менее чем за 10 последних лет ем
кость одного волокна в эксплуатируемых системах возросла с 2,5 до 1600 Гбит/с, т.е.
выросла почти в 1000 раз. Такому быстрому прогрессу систем связи в последние 10 лет предшествовали еще 20 лет исследований и отработки волоконнооптических техноло
гий в научных институтах и лабораториях.
В настоящее время волоконнооптические линии связи (ВОЛС) используются в сетях практически всех масштабов: корпоратив
ных сетях и сетях доступа, городских и ре
гиональных сетях, междугородных и тран
сконтинентальных линиях связи. И чем боль
ше протяженность, чем выше скорость пере
дачи, тем более заметны преимущества тех
нологии ВОЛС по сравнению с другими.
Анализ развития протяженных линий связи показывает, что в качестве среды переда
чи информации нет никакой альтернативы волокну. В течение последних лет мы на
блюдаем соревнование одной волоконно
оптической технологии с новой, более со
вершенной волоконнооптической техноло
гией.
Основные этапы эволюции протяженных
ВОЛС представлены на рис.1.
Первую волоконнооптическую коммуника
ционную систему компания Standard
Telephones and Cables построила в сентяб
ре 1975 г. В 1977 г. сразу несколько компа
ний сделали независимые заявления о том, что телефонный трафик был передан в реальном времени по оптическому волок
ну в их испытательных сетях. Это были компании AT&T, General Telephone and
Electronics, British Post Office и другие. Си
стемы с многомодовыми волокнами (MMF)
составляли основу протяженных ВОЛС то
го времени. Наряду с градиентным много
модовым волокном (волокно G.651) в их состав входили светодиоды на основе ар
сенида галлия, излучающие на длине вол
ны 850 нм [1]. Поскольку потери в волокне на этой длине волны были более чем суще
ственны (3 дБ/км), такие линии связи строились с большим числом близко рас
положенных друг к другу регенераторов.
Эти оптические магистрали были наземны
ми, а для межконтинентальной связи все еще использовались подводные коаксиаль
ные кабели.
С появлением одномодового волокна –
стандартного одномодового волокна SSF,
или волокна G.652, – стало ясно, что зна
чительно перспективней вести передачу на длине волны 1300 нм – меньше потери и дисперсия. Использование одномодово
го волокна позволяет передавать оптиче
ские сигналы с большей скоростью и на большие расстояния.
Сначала сложно было реализовать на прак
тике преимущество нового типа волокна.
Однако развитие технологии производства и улучшение технологии сварки одномодо
вого волокна, серийное производство лазе
ров на длине волны 1300 нм способствова
ли быстрому моральному старению протя
женных систем связи на основе многомодо
вого волокна.
Коммерческие преимущества новой техно
логии продемонстрировала компания MCI в
1982 г. Система связи компании MCI, функ
ционирующая на длине волны 1300 нм, пе
редавала данные на 50% быстрее, чем си
стема AT&T, использовавшая градиентное многомодовое волокно и передачу на двух длинах волн, 850 и 1300 нм. При этом MCI
смогла увеличить расстояние между повто
рителями с 7 до 30 км! Это показало огром
ное превосходство одномодового волокна перед многомодовым градиентным для на
земных протяженных линий связи. Другие компании, специализирующиеся на строи
тельстве протяженных линий связи, быстро сделали выбор в пользу новой технологии на основе одномодового волокна.
Между тем трансатлантические кабельные операторы продолжали терять рынок – под
водные коаксиальные кабельные системы не могли больше противостоять появляющимся системам спутниковой связи – и в поисках ресурсов для увеличения полосы пропускания вынуждены были рассмотреть возможность использовать волокно. Подводные оптические кабели (ОК) начали производить позднее, чем кабели для наземных волоконнооптических магистралей. Это было обусловлено сложно
стью изготовления подводного ОК – нагрузки на кабель и соответственно на волокна при укладке кабеля в грунт значительно меньше.
Тем не менее в 1988 г. после нескольких лет планирования и строительства консорциум компаний, ведомый AT&T, сдал в эксплуата
цию первую трансатлантическую волоконно
оптическую систему TAT8, состоящую из 3
пар одномодовых волокон, работающую на длине волны 1300 нм с расстоянием между повторителями 60 км.
Выделяются следующие технологические этапы в развитии волоконнооптических те
лекоммуникационных технологий.
Волокно: градиентное многомодовое волокно MMF
стандартное одномодовое волокно SSF
волокно со смещенной дисперсией DSF
волокно с ненулевой смещенной дисперсией
NZDSF.
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Протяженные ВОЛС
на основе EDFA
Р.Р. Убайдуллаев, к.ф.м.н., Телеком Транспорт, rustam@tt.ru
Рис.1. Эволюция волоконнооптических линий связи (оптический уровень)
23
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
Источник излучения:
светодиод
лазер Фабри–Перо
лазер DBR
лазер DFB лазер VCSEL.
Длина волны:
850 нм
1300 нм 1550 нм использова
ние Cдиапазона (1530 – 1565 нм)
исполь
зование C и Lдиапазонов (1530–1625 нм).
Число каналов:
один канал
двух, трехоконное мульти
плексирование WDM: 850 нм, 1300 нм,
1550 нм
широкозонное волновое мульти
плексирование CWDM (4, 8 каналов)
плотное волновое мультиплексирование
DWDM (16, 32, 40, 96, 192 канала).
Модуляция:
формат NRZ
формат RZ
дуобинарный формат
фазомодулированный формат RZ.
Восстановление сигнала:
частая электронная регенерация
эрбиевые усилители
рамановские усилители ком
пенсация хроматической дисперсии
ком
пенсация ПМД
оптическая 3Rрегенерация.
Скорость передачи по одному каналу:
2 Мбит/с
34 Мбит/с 155 Мбит/с
622 Мбит/с
2,5 Гбит/с 10 Гбит/с
40 Гбит/с
160 Гбит/с.
Маршрутизация сигнала: оптоэлектрооптическое преобразование
оптический мультиплексор ввода/вывода
оптическая коммутация
полностью оптическая сеть.
Минимальные значение потерь в стандартном одномодовом волокне 0,2–0,25 дБ/км достигает
ся на длине волны, близкой к 1550 нм. Мини
мальная хроматическая дисперсия, в окрестно
сти нуля, достигается на длине волны 1310 нм.
Чтобы обеспечить высокую скорость передачи на большие расстояния, необходимо свести к мини
муму потери и дисперсию, причем на одной и той же длине волны.
Прямолинейным ответом было создание во
локна со смещенной дисперсией (DSF, волок
но G.653). Это волокно, имеющее нулевую дисперсию в окрестности длины волны
1550 нм, обещало быть очень привлекатель
ным для одноканальной передачи. Однако две появившиеся впоследствии технологии –
DWDM и EDFA – показали несостоятельность волокна DSF. Четырехволновое смешение,
эффект, выражающийся в появлении допол
нительных паразитных сигналов на частотах,
являющихся комбинацией рабочих частот, ко
торые также усиливаются, проходя через ка
скады усилителей EDFA. Этот эффект стано
вится заметным при многоволновой передаче.
Одновременно две причины приводят к резкому увеличению нелинейных эффек
тов в волокне DSF: нулевая дисперсия в рабочем диапазоне длин волн и малое эф
фективное поперечное сечение. Уменьше
ние эффективного поперечного сечения связано с тем, что смещение дисперсии достигается за счет увеличения волновод
ной дисперсии при изменении профиля по
казателя преломления и уменьшении диа
метра сердцевины.
В 1994 г. создается волокно с ненулевой смещенной дисперсией (NZDSF, волокно
G.655), в котором длина волны нулевой дис
персии вынесена за пределы зоны усиления
EDFA. И это волокно также оказалось не способным удовлетворить растущие потреб
ности. Рост числа каналов, канальной ско
рости передачи, увеличение протяженности сегментов между усилителями – все эти факторы по отдельности и тем более вме
сте требуют увеличения мощности излуче
ния, вводимого в волокно.
В 1998 г. разрабатываются еще более со
вершенные волокна NZDSF с увеличенной эффективной площадью поперечного сече
ния. Поскольку проявление нелинейных эффектов зависит от плотности световой энергии в волокне, то увеличение эффек
тивной площади приводит к ослаблению влияния нелинейных эффектов и увеличи
вает дальность и скорость передачи инфор
мации.
Эрбиевые оптические
усилители (EDFA)
Принципиальным отличием оптического усилителя от регенератора является то, что в усилителе нет оптоэлектронного преобра
зования. Оптический усилитель увеличива
ет амплитуду входных оптических импуль
сов чисто оптическим путем, не выполняя при этом никакого восстановления формы импульсов. Первыми были исследованы по
лупроводниковые и рамановские усилители,
однако наличие ряда технологических недо
статков в первое время ограничили их прак
тическое использование.
В 1990 г. создаются первые оптические уси
лители на основе волокна, легированного эрбием (EDFA), и становится очевидным возможности их широкого использования в протяженных линиях связи. Несмотря на позднее рождение, EDFA первыми проника
ют на телекоммуникационный рынок и на сегодняшний день доминируют на нем.
Оптический усилитель имеет три суще
ственных преимущества перед регенерато
ром. Вопервых, оптический усилитель кон
структивно проще. Вовторых, оптический усилитель в отличие от регенератора не привязан к протоколу или скорости переда
чи и может преобразовывать (усиливать)
входной сигнал любого формата. Втретьих,
оптический усилитель способен одновре
менно усиливать большое число независи
мых спектрально разделенных каналов, в то время как регенератор может обрабатывать только один канал, одну длину волны. Пере
численные преимущества оптического усилителя настолько значительны, что по
зволяют мириться с главным недостатком –
дополнительным шумом, вносимым усили
телем.
Основные параметры
оптического усилителя
Три ключевых параметра характеризуют оп
тический усилитель – коэффициент усиле
ния, мощность насыщения на выходе усили
теля и шумфактор.
Коэффициент усиления G (gain) и его лога
рифмический эквивалент g = 10lgG [дБ]
определяются из соотношения
G = P
S out
/
P
S in
, g = p
S out
– p
S in
,
(1)
где P
S in
и P
S out
– мощности (полезных) сиг
налов на входе и выходе усилителя (малень
кие буквы относятся к уровням мощности,
выраженным в логарифмических единицах
p = 10lg(P/1 мВт) [дБм]). Коэффициент уси
ления оптического усилителя EDFA зависит от длины волны и мощности входного сигна
ла. Зависимость от длины волны имеет до
статочно сложную форму. Она определяется формой энергетических уровней ионов эр
бия, их концентрацией, распределением,
длиной волны лазера накачки и многими другими параметрами (подробнее см. [3]).
На рис.2а приведены типовые зависимости от длины волны для трех фиксированных значений мощности. Более простой вид (вид монотонно убывающей функции) имеет за
висимость коэффициента усиления от мощ
ности входного сигнала. Такая зависимость для длины волны 1550 нм приведена на
рис.2б. С практической точки зрения удобно ввести еще один параметр, характеризую
щий EDFA, P
out sat
– мощность насыщения
на выходе усилителя. P
out sat
определяется как значение мощности сигнала на выходе,
при которой коэффициент усиления G в два раза (g на 3 дБ) меньше максимального зна
чения коэффициента усиления G
max
, дости
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Рис.2. Зависимости коэффициента усиления EDFA от:
а) длины волны входного сигнала при фиксированных значениях мощности;
б) мощности входного сигнала при фиксированном значении длины волны 1550 нм.
Мощность насыщения выходного сигнала равна 0 дБм
24
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
гаемого при малом входном сигнале.
Эрбиевые усилители, используемые как усилители мощности, обычно работают в режиме насыщения, когда мощность сигна
ла на выходе близка или превосходит мощ
ность насыщения P
out sat
. Именно в этом режиме удается получить максимальную выходную мощность и максимальную эф
фективность накачки.
Качество оптического сигнала характеризу
ют величиной, которую принято называть оптическим отношением сигналшум
(OSNR). OSNR равно отношению мощности полезного сигнала к мощности шума в спек
тральном интервале
∆ν , определяемом окном фильтра или демультиплексора на приемной стороне. Значение OSNR должно быть достаточно большим, чтобы обеспе
чить требуемую для стандарта передачи максимально допустимую частоту появле
ния ошибок BER. По мере распространения сигнала между регенераторами значение
OSNR может только убывать.
Шумфактор NF (noise figure) показывает,
как сильно возрастает шум в усилителе по сравнению с полезным сигналом, и опреде
ляется как отношение сигналшум на входе
(OSNR
in
) к отношению сигналшум на выхо
де (OSNR
out
):
P
S in
P
S out
OSNR
in
NF = ––––––––
/
––––––––– = .
(2)
P
N in
P
N out
OSNR
out
Здесь следует отметить, что шумфактор усилителя определяется в условиях, когда на вход подается идеальный когерентный сиг
нал частоты
ν, т.е. сигнал с минимальным теоретическим значением мощности шума,
определяемым квантовыми флуктуациями
P
N in
= h
ν∆ν,
где h – постоянная Планка,
∆ν – ширина спектра оптического фильтра. Меньше этой величины уровень шума быть не может. У
такого идеального сигнала отношение сиг
нал/шум максимально возможное, но не бесконечное, и вычисляется по формуле
OSNR
in
= P
S in
/
h
ν∆ν.
При этом мощность шума на выходе будет состоять из мощности усиленного спонтан
ного излучения P
ASE
(amplified spontaneous emission) и мощности шума, связанной с квантовыми флуктуациями:
P
N out
= P
ASE
+ h
ν∆ν
Мощность усиленного спонтанного излуче
ния P
ASE
определяется соотношением [2]
P
ASE
= 2n
sp
(G – 1)h
ν∆ν, (3)
где n
sp
– коэффициент спонтанной эмис
сии. Для идеального усилителя n
sp
= 1. Ко
эффициент спонтанной эмиссии зависит от заселенностей уровней эрбия. Если учесть,
что P
S out
/
P
S in
= G, то шумфактор (2) мож
но выразить через коэффициент усиления и коэффициент спонтанной эмиссии
1
NF = –––– (1+ 2n
sp
(G – 1)),
G
а мощность усиленного спонтанного излуче
ния будет равна
P
ASE
= (NF.G – 1)h
ν∆ν. (4)
Часто при описании EDFA значение шум
фактора, как и значение коэффициента усиления, указывается в дБ: nf = 10lgNF.
При G >>1 NF = 2n
sp
. Таким образом, в уси
лителях с большим усилением минимальное значение шумфактора (теоретический пре
дел) NF равен 2 (nf = 3 дБ) и достигается при n
sp
= 1.
Шумфактор NF двух последовательных усилителей, характеризующихся соответ
ственно коэффициентами усиления G
1
и G
2
и шумфакторами NF
1
и NF
2
определяется по формуле
NF
2
– 1
NF = NF
1
+ –––––––––– .
(5)
G
1
В более общем случае многокаскадного усиления вклад в результирующий шум
фактор со стороны шумфактора nго уси
лителя уменьшается в число раз, равное произведению коэффициентов усиления всех предыдущих усилителей.
Это правило позволяет сформулировать об
щее требование при создании многокаскад
ных усилителей: лучший способ получения многокаскадного усилителя с более низким уровнем шума состоит в использовании низкошумящего усилителя с малым шум
фактором и бoльшим усилением в первом каскаде. Именно первый каскад определяет шумовую характеристику многокаскадного усилителя.
В двухкаскадном усилителе первый каскад работает с малым входным сигналом и на
зывается предусилителем, второй каскад обеспечивает большую выходную мощность и называется усилителем мощности. При
менительно к каскаду усилителей EDFA
имеют место следующие практические вы
воды: конструкция предусилителей EDFA
должна обеспечивать минимально возмож
ное значение NF
1
, а конструкция усилите
лей мощности должна обеспечивать наи
большее значение выходной мощности и эффективности накачки. Наименьшее зна
чение шумфактора достигается в усили
телях, использующих сонаправленную накачку на длине волны 980 нм, и именно их целесообразно использовать в качестве предусилителей [3]. Наибольшую эффектив
ность накачки и выходную мощность можно получить при использовании встречной на
качки на длине волны 1480 нм. Такую кон
струкцию целесообразно использовать в усилителях мощности.
Протяженная ВОЛС с
периодическим усилением
Работа усилителей в протяженной линии связи значительно отличается от работы многокаскадных усилителей. В ВОЛС меж
ду усилителями расположены участки во
локна, в которых сигнал существенно осла
бляется.
Процесс накопления шума в протяженной линии связи удобно продемонстрировать на примере линии, содержащей N
amp
опти
ческих усилителей с одинаковыми коэффи
циентами усиления G и коэффициентами спонтанной эмиссии n
sp
(рис.3). Усилители разделены сегментами оптического волок
на, каждый из которых вносит затухание
1/G. Таким же сегментом волокна отделен первый усилитель от точки ввода сигнала.
Такое рассмотрение хотя и является упро
щенным, в частности не учитывает эффект насыщения усилителя, однако дает доста
точно правильный результат и позволяет сделать важные практические выводы [4].
Для простоты анализа удобно разделить шум на две компоненты: квантовый шум и классический шум. Классический шум ведет себя аналогично полезному сигналу,
т.е. ослабляется в линии и усиливается в усилителе. Кроме того, в каждом усилителе к усиленному классическому шуму от пре
дыдущего каскада добавляется шум уси
ленного спонтанного излучения. На вход
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Рис.3. Накопление шума и уменьшение SNR в линии с равноудаленными оптическими усилителями
25
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
первого сегмента подается «незашумлен
ный» сигнал мощностью P
in
(в таком сигна
ле присутствует только квантовый шум). До этого же уровня мощности происходит уси
ление сигнала на каждом усилителе. Одна
ко на каждом новом усилителе линейно бу
дет накапливаться усиленное спонтанное излучение, и на выходе N
amp
го усилителя
P
ASE N_amp
= N
amp
2n
sp
(G – 1)h
ν∆ν, рис.3.
Для определения полного шума на выходе линии с N
amp
одинаковыми усилителями следует добавить квантовые флуктуации
h
ν∆ν. Тогда отношение сигнал/шум на выхо
де будет равно
P
in
1
OSNR
out
= –––––––
•
––––––––––––––––––––– . (6)
h
ν∆ν 2N
amp
n
sp
(G – 1)+1
Главная задача в телекоммуникационных системах передачи – получить на выходе как можно большее значение отношения сигнал/шум (OSNR
out
). В знаменатель вхо
дит произведение N
amp
(G – 1), чем оно ме
ньше, тем лучше. Поскольку сигнал на каж
дом каскаде усиливается до прежнего зна
чения, то справедливо соотношение
G = exp(aL / [N
amp
10lg(e)]) = exp(0,23aL / N
amp
)
или
g = 10lg G = aL / N
amp
,
где a [дБ/км] – удельное затухание в волок
не, и L / N
amp
– длина пролета между усили
телями. Произведение N
amp
(G – 1) стремит
ся к своему минимальному значению, равно
му aL(10lg(e))
0,23aL при N
amp
, стремящем
ся к бесконечности (т.к. усиление G – экспо
ненциальная функция, то множитель (G – 1)
очень быстро растет с уменьшением N
amp
).
Таким образом, оптимальной стратегией бы
ло бы как можно более частое размещение усилителей и соответствующее уменьшение их коэффициентов усиления. Цена, однако,
диктует противоположную стратегию. На практике экономически не выгодно разме
щать оптические усилители близко, так как каждый узел, в котором находится оптиче
ские усилитель, требует определенной инфраструктуры – наличие источника пита
ния, помещения, защищенности узла. Так ха
рактерные расстояния между усилителями составляют 40–100 км и более.
При типичных для реальных систем переда
чи информации расстояниях между усили
телями коэффициент усиления должен быть большим. В этом случае соотношение (6)
упрощается
P
in
1
OSNR
out
= ––––––– . ––––––––––––– =
h
ν∆ν 2N
amp
n
sp
G
P
in
1
= ––––––– . ––––––––––––– .
(7)
h
ν∆ν 2N
amp
NF.G
Если подставить частоту
ν, соответствую
щую длине волны 1550 нм, а
∆ν положить равным 12,5 ГГц (это соответствует ширине фильтра 0,1 нм на указанной длине волны),
то из (7) можно получить удобную при прак
тических расчетах формулу для отношения сигналшум, выраженного в децибелах
osnr
out
= 58 + p
in
– g – nf – 10lgN
amp
, (8)
где p
in
[дБм] – вводимая в волокно мощ
ность в расчете на канал; g [дБ] – коэффи
циент усиления; nf [дБ] – шумфактор.
Хотя расстояния между усилителями в линях связи на практике не одинаковы, соотноше
ние (8) позволяет понять многие принципы построения протяженных линий связи.
Вопервых, отметим, что если расстояние между усилителями фиксировано, то на один доступный дБ уменьшения OSNR
out
протя
женность безрегенерационного участка уве
личивается на 25%, а на каждые 3 дБ – рас
стояние удваивается. Действительно, т.к. все члены правой части выражения (8) кроме по
следнего постоянны, то увеличение отноше
ния сигнал/шум на 3 дБ позволяет удвоить число усилителей. Поскольку расстояние между усилителями постоянно, то удвоение числа усилителей эквивалентно увеличению длины линии вдвое.
Вовторых, из соотношения (8) также видно,
что к увеличению OSNR
out
ведет увеличе
ние вводимой в волокно мощности на канал
P
in или, что эквивалентно, мощности сигна
ла на канал на выходе усилителя, уменьше
ние шумфактора и уменьшение потерь в волокне.
Втретьих, имеет место более слабая лога
рифмическая зависимость отношения сигнал/шум от числа линейных усилителей
(рис.3).
Формулу (8) можно преобразовать, восполь
зовавшись связью усиления в усилителе с длиной участка l между усилителями и ко
личества усилителей с длиной регенераци
онного участка: g = al,
N
amp
= L / l:
osnr
out
= 58+p
in
– al – nf – 10lg(L/l).
Прямой путь увеличения отношения сиг
нал/шум – увеличение мощности сигнала.
Однако вводимая в волокно мощность огра
ничена изза влияния нелинейных эффек
тов.
Вторая возможность – уменьшение потерь в волокне. По этому пути постоянно идут раз
работчики волокна, и в настоящее время потери в кварцевом волокне снижены прак
тически до теоретического предела [5].
На рис.4 показана зависимость OSNR
out
от полных агрегированных потерь на регенера
ционном участке для четырех различных зна
чений потерь на пролете между усилителями.
Потери 15, 20, 25 и 30 дБ соответствуют про
летам 60, 80, 100 и 120 км. Параметры, при
веденные на рис.4, типичны для DWDMси
стем протяженностью в несколько сот кило
метров. При расчете протяженных систем в условиях сверхвысоких скоростей передачи
(10 Гбит/с и больше) для OSNR
out
следует вносить дополнительные поправки [6].
Еще одна возможность увеличения
OSNR – это уменьшение шумфактора.
Чтобы увеличить OSNR в конце линии на
1 дБ, т.е. по прохождению всех усилителей,
необходимо уменьшить NF на 1 дБ для каждого усилителя. Мы говорили, что тео
ретический предел для NF составляет
3 дБ. На практике усилитель вносит еще больший шум, и типичные значения шум
фактора составляют 4–6 дБ, которые уменьшить достаточно сложно. При очень больших пролетах часто используется двух
каскадное усиление на линейном узле –
предварительное усиление и усиление мощности. В этом случае шумфактор та
кого узла определяется формулой (5), и обычно стремятся уменьшать значения NF
оптического предусилителя.
Отметим здесь принципиальное отличие
ВОЛС с периодически расположенными усилителями, между которыми достаточно большие пролеты, от многоэлементного усилителя – устройства, состоящего из нес
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Рис.4. Зависимость OSNR
out от полных агрегированных потерь на регенерационном участке для участков волокна между усилителями, вносящих потери 15, 20, 25 и 30 дБ. Мощность входного сигнала 0 дБм, шумфактор 5 дБ
ОSNR, дБ
26
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
кольких усилителей, в котором каждый по
следующий усилитель следует непосред
ственно за предыдущим. Итоговый шум
фактор локального многоэлементного уси
лителя главным образом определяется шумфактором первого каскада, в то время как итоговый шумфактор линии с последо
вательными усилителями критично зависит от шумфактора каждого линейного усили
теля в отдельности. В последнем случае итоговое улучшение шумфактора на 1 дБ
требует уменьшить шумфактор каждого усилителя на 1 дБ, что может привести к огромным дополнительным расходам, де
лающим этот путь практически неприемле
мым.
Параметр OSNR характеризует накопление шума в оптическом тракте. В протяженной линии связи наиболее весомый вклад в сум
марный шум вносят накопленные шумы
ASE и избыточный шум источника опти
ческого излучения.
Расчет для конкретной линии связи.
Пусть дана линия связи протяженностью
L
0
= 1000 км с числом усилителей N
0
= 10 и потерями в волокне
α = 0,2 дБ/км. Требует
ся определить число таких же усилителей
N, которые обеспечили бы прежнее значе
ние OSNR для линии 2000 км.
Решение.
Чтобы обеспечить одинаковый уровень
OSNR для линий 1000 и 2000 км. С учетом
(8) получаем
g + 10lgN = g
0
+ 10lgN
0
, где g
0
=
α L
0
/ N
0
= 20 дБ, а
g = 2
α L
0
/ N = 400/N, и мы получаем уравнение относительно N:
400 /N + 10lgN = 30 дБ , решая которое най
дем N = 25. Интервалы между усилителями должны быть уменьшены со 100 км до 80 км.
Qфактор
Работа цифровых систем связи считается нормальной только в том случае, если ко
эффициент битовых ошибок BER не превы
шает определенный допустимый уровень,
зависящий от используемого сетевого стан
дарта. Современные оптические линии связи строятся так, чтобы удовлетворить любому сетевому стандарту. Поэтому при их расчете и строительстве закладывается достаточно жесткое ограничение уровня ошибок (от BER=10
11
до BER=10
15
) .
Рассмотрим теперь работу фотоприемника.
Будучи синхронизованным с приходящим оптическим сигналом, фотоприемник периодически в оптимальные моменты вре
мени проводит обработку принимаемого сигнала – регистрирует интенсивность оп
тического сигнала и по определенному по
роговому значению решает, какой сигнал принят – 0 или 1 (рис.5). Качество работы цифровой системы связи можно оценить по глаздиаграмме.
К снижению качества цифровой передачи приводит много факторов: дисперсия, нели
нейные эффекты в волокне, нестабильность таймеров, усиленное спонтанное излучение и др. Кумулятивное воздействие этих фак
торов хорошо описывается всего четырьмя параметрами: уровнями
µ
0
,
µ
1
сигналов, со
ответствующих 0 и 1, и их среднеквадратич
ными отклонениями
σ
0
,
σ
1
. Более того, для расчета BER требуется еще меньше инфор
мации, а именно, знание только одного па
раметра – Qфактора, который определяет
ся следующим выражением
µ
1
–
µ
0
Q = –––––––––– ,
(9)
σ
1
+
σ
0
OSNR – это только один из факторов, влия
ющих на коэффициент ошибок. Однако в предположении, что главным источником ошибок являются биения между сигналом и усиленным спонтанным излучением (ASE),
можно найти допустимый уровень OSNR,
который обеспечивает данное значение Q
фактора [5].
Q
2
B
e
OSNR = ––––––– ,
(10)
B
0
где B
0
– исходная спектральная полоса
12,5 ГГц (0,1 нм), B
e
– полоса пропускания электрического фильтра фотоприемника,
индекс модуляции m = I
0
/ I
1
, принят равным нулю ( I
0
, I
1
– интенсивности передачи 0 и 1
лазером). Отметим, что соотношение (10)
справедливо в тех случаях, когда можно пренебречь джиттером, дисперсионными эффектами и ненулевой интенсивностью передачи символа «0».
С другой стороны можно аналитически вы
разить BER как функцию Q с использовани
ем функции ошибок.
Если задано требуемое значение BER, то пользуясь выражением (11) можно найти требуемое значение Qфактора. Так для значения BER =1,0
11
требуется обеспечить значение Q=16,53.
Часто в качестве значения Qфактора при
водят его логарифмический эквивалент
q = 20lgQ [дБ], табл. 1. Следует обратить внимание, что множитель 20 (а не 10) вы
бран постольку, поскольку в (10) OSNR ква
дратично зависит от Q. Таким образом обеспечивается соответствие с моделью ли
нейного накопления шума – из (8) и (10)
следует, что приросты в децибелах для
OSNR и Qфактора будут одинаковыми.
Прямая коррекция ошибок
Длина межрегенерационного участка может достигать нескольких тысяч км, а число ли
нейных оптических усилителей на таком участке пары десятков и более. Это не мо
жет не сказываться негативно на отноше
нии сигнал/шум. В общем случае к умень
шению OSNR
out
и соответственно к увели
чению BER ведет накопление дисперсии в волокне между регенераторами, накопле
ние искажений сигналов за счет нелиней
ных эффектов в волокне, накопление шу
мов в EDFA, неидеальная работа лазеров и фотоприемников. Все это ограничивает про
тяженность линии связи между регенерато
рами, скорость передачи на канал, число каналов и расстояния между соседними усилителями.
Прямая или упреждающая коррекция оши
бок FEC резко повышает качество работы линии связи и, в частности, позволяет сох
ранить на прежнем уровне значение BER
при более низком отношении SNR, т.е. при большей протяженности межрегенерацион
ного участка. Прямая коррекция ошибок функционально организована следующим образом, рис.6:
❑
Кодер FEC, находящийся в оптическом терминальном узле, принимает информа
ционный битовый поток, добавляет в него рассчитанные избыточные символы и вы
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
1
Q
exp(– Q
2
/ 2)
BER(Q) = ––– erfc
(
––––
)
––––––––––––– , (11)
2 2 Q
2
π
Qфактор, q [дБ]
BER
6,00 2,73.10
2 7,00 1,45.10
2 8,00 6,77.10
3 9,00 2,67.10
3 10,00 8,50.10
4 11,00 2,08.10
4 12,00 3,63.10
5 13,00 4,15.10
6 14,00 2,80.10
7 15,00 9,64.10
9 16,00 1,43.10
10 17,00 7,38.10
13 18,00 1,00.10
15
Таблица 1. BER для нескольких значе
ний Qфактора
Рис.5. Типичный вид глаздиаграммы при использовании кода RZ (возвращение к нулю) при приеме оптического сигнала. Справа показана модельная схема гауссовских распределений напряже
ния после фотоприемника непосредственно перед цепью принятия решения
27
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
дает кодированный битовый поток на большей скорости.
❑
Декодер FEC принимает на другом тер
минальном узле битовый поток, выполня
ет коррекцию ошибочно принятых битов,
устраняет избыточные биты и передает битовый поток дальше.
Коррекция ошибок обеспечивает нормаль
ную работы системы в условиях более низ
кого значения OSNR
out
, что, в свою оче
редь, позволяет увеличить число оптиче
ских усилителей и общую протяженность межрегенерационного участка (рис.7).
Устройство коррекции ошибок обычно явля
ется неотъемлемой частью современной во
локоннооптической системы передачи. При этом существуют разнообразные методы реализации кодеков FEC. Так, при исполь
зовании сетевых стандартов Fast Ethernet,
Gigabit Ethernet в оптических интерфейсах заложено увеличение битовой скорости на
25%, а соответствующие схемы кодирова
ния получили название 4B/5B и 8B/10B.
Стандарт 10 Gigabit Ethernet предусматрива
ет два типа кодирования: 64B/66B (избыточ
ность 3%) для передачи по одномодовому волокну и 8B/10B (25%) для передачи по многомодовому волокну. Следует добавить,
что в технологии Ethernet (10/100/1000/…)
предусмотрена и вторая коррекция ошибок.
Так, кадр стандарта IEEE 802.3 содержит специальное поле «контроль последова
тельности кадра» CRC, под которое отво
дится 4 байта. При учете допустимого изме
нение длины кадра в пределах от 64 до
1518 байт (преамбула исключена, так как при вычислении контрольной суммы, зано
симой в поле CRC, преамбула не учитыва
ется) дополнительная избыточность за счет поля CRC составляет 0,26–6,67%.
В технологии SDH функцию коррекции ошибок несут однобайтовые поля B1 (мони
торинг качества) и B2 (четности) SDH
фрейма.
В линиях дальней связи наиболее широкое распространение получил так называемый
«out of band» FEC ITU G.975 стандарт(1999),
который основан на коде Рида–Соломона
RS(255,239). FEC увеличивает битовую ско
рость с 9,95 до 10,66 Гбит/с и позволяет уменьшить BER от 10
5
до 10
15
, соответ
ствующий выигрыш по SNR составляет
6 дБ. FEC, основанный на коде RS(255,239).
Этот код был первым одобрен для исполь
зования в коммерческих подводных систе
мах. В настоящее время поставляются коде
ки G.975 FEC, выполненные в виде одной микросхемы, для наземного оборудования дальней связи.
Конечно, использование FEC приводит к увеличению общей стоимости оптической линии связи. Экономически оправдано ис
пользование коррекции ошибок в системах дальней связи, т.к. позволяет уменьшить ко
личество усилителей и регенераторов.
Так, нет надобности вводить дополнитель
ный FEC и в городские DWDMсистемы в силу малых расстояний между регенерато
рами. Также не требуется дополнительный
FEC при передаче низкоскоростных потоков
STM1/4/16, Fast Ethernet, Gigabit Ethernet.
Коды Рида–Соломона
При огромном разнообразии кодеков FEC
при строительстве протяженных линий свя
зи с множеством линейных оптических уси
лителей широкое распространение получи
ли кодеки на основе блочных кодов Рида–
Соломона (Reed–Solomon) RS(n,k) с sбито
выми символами, и в частности кодов
RS(255,251), RS(255,239), RS(255,223) c од
нобайтовыми (s = 8) символами. Это озна
чает, что кодер FEC принимает последова
тельно каждые k символов данных длиной s бит каждый и добавляет к ним n–k симво
лов, рассчитанные по принятым k.s битам,
дополняя фрагмент до кодового слова. Это кодовое слово длиной n, состоящее из не
измененной части данных длиной k и рас
считанной добавки длиной n–k предается в линию. Декодер из полученного кодового слова, в котором могли появиться ошибки,
может исправить до t символов, где t = (n – k)/2. При этом исправление сим
вола не зависит от числа ошибочных битов внутри него. Избыточность кода называется отношение (n – k)/k. При использовании ко
деков требуется определенная процессор
ная мощность на кодирование и декодиро
вание потока данных. Причем наибольшие ресурсы требуются на этапе декодирования.
В табл. 2 приводятся типовые данные неап
паратного декодирования при использова
нии процессора Pentium PIV, 2 ГГц. Предпо
лагается, что чем больше избыточность,
тем больший процент ошибочных символом можно откорректировать. При больших ско
ростях передачи необходимо использовать аппаратные кодеки.
Отметим основные достоинства кодов
Рида–Соломона.
➊ Обеспечивается значительная корректи
рующая емкость – алгоритм RS(n,k) спосо
бен корректировать до (n–k)/2 ошибочно переданных байтсимволов в одном кодо
вом слове длиной n байт.
➋ Конструктивная простота как кодера, так и декодера FEC.
➌ Структура кодирования совместима с би
нарной передачей.
➍ Значительная корректирующая емкость при появлении «взрывных» или непрерыв
ных ошибок. Это свойство, присущее сам
ому коду RS(n,k), можно дополнительно усилить путем использования чередова
ния нескольких комплектов кодеков на один канал. Длина непрерывного участка ошибок, которые могут быть полностью откорректированы, возрастает пропорцио
нально числу чередующихся кодеков.
В настоящее время коды Рида–Соломона остаются непревзойденными по простоте и эффективности и находятся на переднем рубеже научных достижений.
Эффективность FEC принято измерять по выигрышу OSNR, т.е. насколько данный ме
тод коррекции ошибок позволяет умень
шить OSNR на приемной стороне при сох
ранении значения BER на прежнем уровне.
Так BER на выходе10
11
требует Qфактора
16,5 дБ, табл. 1. На рис.8 приведена зависи
мость BER на выходе как функция Qфак
тора (сверку указаны значения BER на вхо
де, соответствующие данному значению
Qфактора) для трех случаев, без коррек
ции ошибок, с FEC 7% и 23%. Для FEC 23%
BER на выходе 10
11
достигается при
q = 8,4 дБ. Полный выигрыш составляет
8,1 дБ (16,5–8,4 дБ). Чистый выигрыш будет меньше, так как возросла на 23% скорость в оптическом канале передачи. Штраф за это можно грубо оценить исходя их того, что увеличение скорости приводит к пропорцио
нальному увеличению спектральной полосы сигнала и захватывает больше шума, что соответствует добавке 10lg(1,23) или 0,9 дБ.
Таким образом, чистый выигрыш будет
7,2 дБ.
Рассмотрим, что реально дает чистый вы
игрыш при использовании FEC, например,
∆q = 3 дБ. Это означает, что соответствую
щее значение OSNR также можно умень
шить на 3 дБ (уменьшить в два раза) при сохранении прежнего уровня BER. Если об
ратиться к соотношению (8), то уменьшения
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Код
Избыточность
Поток данных
RS(255,251)
1,6%
144,0 Мбит/с
RS(255,239)
6,7%
32,4 Мбит/с
RS(255,223)
14,3%
13,2 Мбит/с
Таблица 2. Максимальная скорость потока дан
ных, которую может обрабатывать
Pentium PIV, 2 ГГц
Рис.6. Система передачи с использованием FEC
28
LIGHTWAVE russian edition №1 2003
www.lightwaverussia.com
на 3 дБ можно достичь, например, двукрат
ным увеличением числа оптических усили
телей, не меняя другие параметры. То есть можно увеличить в два раза протяженность линии, сохраняя все прежние остальные па
раметры – вводимую в волокно мощность,
коэффициент усиления и шумфактор уси
лителей и расстояния между соседними усилителями.
Выигрыш 7,2 дБ позволяет более чем в пять раз увеличить протяженность линии связи!
Заключение
Применение эрбиевых усилителей открыло новую эру ВОЛС. Стала возможной безре
генерационная передача на расстояния до
1000 км и более. В настоящее время можно утверждать, что решения на основе EDFA
проверены практикой, надежны, сравни
тельно недороги, достаточно эффективны и не имеют лучших альтернатив при строи
тельстве протяженных ВОЛС с расстоянием между усилителями 60 – 120 км.
Литература
1. Frank G. Wakeham , Corning Inc., Backbone
to the future «Traditionally, longhaul net
works served as the proving ground for
technologies that migrated to other parts of
the network», Lightwave, September 2001.
2. Волноводная оптоэлектроника / Под ред.
ТамираТ. М.: Мир, 1991. 575 с.
3. Курков А.С., Наний О.Е. «Эрбиевые воло
коннооптические усилители», Lightwave
Russian Edition, Июнь 2003, сс.14–19.
4. Rajiv Ramaswami, Kumar N. Sivarajan
«Optical Networks: A Practical Perspective»,
Academic Press, 1998, 632 pp.
5. «Оптическое волокно с рекордно малой
величиной затухания», Lightwave Russian
Edition, Июнь 2003, с. 8.
6. «Optical Fiber Telecommunications IVB»,
edited by Ivan Kaminow and Tigye Li, Aca
demic Press, 2002, 1022 pp.
WDM и оптические сети связи
WDM и оптические сети связи
Рис.7. Коррекция ошибок FEC позволяет увеличить расстояние между регенераторами
Рис.8. Улучшение сигнала при использовании FEC на основе кодов Рида–Соломона при избыточности 7 и 23%
Прогресс в развитии магистральных и зоно
вых сетей, а также наметившаяся устойчивая тенденция организации мультисервисных ре
гиональных и городских сетей делают акту
альной задачу резкого увеличения пропу
скной способности сетей доступа. Стимулом для решения этой задачи является увеличе
ние количества и улучшение качества новых видов услуг связи, увеличение числа пользо
вателей INTERNET с широкополосным досту
пом, гигабитная и десятигигабитная сеть
ETHERNET, электронная почта и другие услу
ги. Развитие сетей доступа требует не только увеличения пропускной способности, но и гибкой и оперативной переконфигурации ар
хитектуры этих сетей, повышения скорости коммутации и маршрутизации на оптическом уровне, а также эффективной системы упра
вления. Одним из прогрессивных методов по
вышения пропускной способности сетей до
ступа является использование технологий спектрального разделения оптических кана
лов (WDW и DWDM). При этом повышенный интерес проявляется к разновидности WDM –
CWDM (Coarse – WDM), позволяющей суще
ственно снизить требования к спектральным параметрам лазеров, оптических мультиплек
соров/демультиплексоров и оптических филь
тров и тем самым снизить стоимость обору
дования. Использование технологий WDM в сетях доступа дает возможность не только увеличивать пропускную способность, но и повышать скорость и гибкость маршрутиза
ции и пакетной коммутации. В этом случае маршрутизация осуществляется не только по времени и направлениям, но и по длинам волн. Для этого разработаны оптические вол
новые коммутаторы и маршрутизаторы [1, 2].
Основой этих устройств являются волновые
ТЕХНИЧЕСКИЕ РЕШЕНИЯ ОПТИЧЕСКИХ УСТРОЙСТВ
ВВОДА/ВЫВОДА В СЕТЯХ ДОСТУПА
Е.А. Заркевич, О.К. Скляров,
С.А. Устинов, ЦНИИС