Файл: Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет.pdf

Скачать файл
Заказать решение

ВУЗ: Не указан

Категория: Не указан

Дисциплина: Не указана

Добавлен: 10.04.2024

Просмотров: 168

Скачиваний: 1

ВНИМАНИЕ! Если данный файл нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам.

В режимах умножения X — Vp < 2я. В этом случае не­ трудно показать, что во всем диапазоне реально используе­ мых частот второе слагаемое близко к нулю. Поэтому выра­ жение (2.11) может быть упрощено и решено относительно cos ty:

cos г); = cos X + соте К П / О - f со2 т^)]—cos2 А,. (2.12)

На низкой частоте выражение (2.12) переходит в общеиз-

вестное

cos X = cos і|з = cos в .

і

Рис. 2.5. Форма тока заряда базы:

идеализированная; —• — — реальная.

Л cot

При использовании выражения (2.12) необходимо учи­ тывать следующее.

1. При cosX l / j / l -f- со2т2с активный режим работы отсутствует и весь период транзистор находится в области отсечки.

 

2. У Г О Л открывания i|) положителен, если cos X >

>

1/(1 + ю2 т2 с), и отрицателен при обратном неравенстве.

 

Результаты вычислений по формуле (2.12) представлены

на

рис. 2.4.

 

Приведенный анализ показывает, что в рассматриваемом

случае заряд базы можно описать косинусоидальным им­

пульсом с двумя углами отсечки г|) я X (рис. 2.5).

Скачок

тока в точке

в реальном импульсе отсутствующий

(пунк­

тир на рис. 2.5), вызван тем, что основное соотношение для активной области выведено при ключевой аппроксимации свойств эмиттерного перехода.

В соответствии с выражениями (2.8)

и (2.9)

 

 

 

при

 

— я ^ Ы <

г|),

<7эб =

(coscoi — cosX)

при

а|)<со^<Я,

 

 

 

 

 

 

О

при

 

X < wt ^

я,

а Гармонические составляющие гокз коллектора

 

UN =

- ^ _

Y/VK — - ^ L (\/УКД

+

/Y . VKM) .

 

(2.13)

где

 

 

 

 

 

 

 

 

 

у0к

= —

(sin А. — X cos X — siп я|з + ij> cos ij>);

(2.14)

 

2я

 

 

 

 

 

 

 

 

 

УЛ'«Д ~

1

/sin

(Л/ —

I) A,

sin

(JV -f 1)

X.

 

 

20я

V

Л' — І

 

/ У ф і

 

 

 

 

 

 

 

_sln tiV -

1) 4»+

.in ( 0 + 1 ) 4 , 4 _

J

_ ( s j n

^

 

 

0 - 1

 

 

0 + 1

/

0 л

r

 

 

 

X C 0 T

c l /

, ,

'

cos2 Я;

 

(2.15)

 

 

1

J/

1 +

G)2 TC

cos (0 — 1) A

 

 

\'Л-чМ —

/ 0 0 3 ( 0 +

1)A.

 

 

20я

\

0 + 1

 

 

0—1

 

 

_ C O S ( 0 + 1 ) ^

C Q S ( 0 - l ) t \ +

J _ C Q S

N

 

 

0 + 1

 

0—1

J

 

0 я

T

 

 

 

Х Ю Т с і / т + 7 ^ - С 0 8 ^ -

 

(2-1 6 )

Зависимости, рассчитанные по (2.14)—(2.16), представ­ лены на рис. 2.6—2.10. Из рассмотрения графиков можно сделать следующие выводы:

а) угол закрывания, при котором коэффициенты разло­ жения высших гармоник максимальны, растет с увеличе­ нием соте;

б) в рабочих режимах постоянная составляющая мало зависит от частоты (при юте = 1 ошибка не превышает 10%).

При расчете умножителя частоты возникает необходи­ мость определения входного сопротивления, а следователь­ но, и первой гармоники базового и эмиттерного токов. В со­

ответствии с выражениями

(1.11) и (1.12)

 

У,

2 і ^ +

С0Т^1км) +

 

' • ' - г .

 

 

 

 

 

ч-

 

- юту

YIK-Д

(2.17)

Лй*= ~ І ( ї і к Д + ЮТ7-Тікм)+/(УікМ—сотт-ужд)]

(2.18)

'о

 

 

 

 

Как следует из выражения (2.9),

угол закрывания К

и связанный с ним угол открывания

зависят от постоян-

ной составляющей тока, которая, в свою очередь, является функцией амплитуды управляющего напряжения. Для того чтобы эту зависимость получить в явном виде, подстав­ ляем в выражение (2.9) постоянную составляющую эмит­ терного тока

Л»о = и у Yo/2r0,

Рис. 2.9. Зависимость коэффициента у 2 от cos h а —при штс=0,05-г0,3; б —при (ОТ£—0,5-і-2.

что приводит (2.9) к трансцендентному уравнению

- M S X + B ^ ^ - J ^ ,

(2.19)

где Ь =

Rv/r0.

Решение уравнения (2.19) для низкочастотного прибли­ жения (соте = 0) представлено на рис. 2.11. На высокой

118

частоте коэффициент y„ изменяется, что приводит к смещению кривых на графиках в сторону некоторого уменьшения ty. Однако, поскольку в области рабочих режимов умножите­ лей различие низкочастотного и высокочастотного значений постоянной составляющей тока, как уже указывалось,

Рік. 2.11. Зависимость cos X

от

отношения напряжения смещения

к

напряжению

возбуждения:

а —при 6= 10-^-400! б —при й=!-И0.

незначительно,

величины

углов закрывания, полученные

из графиков рис. 2.11, могут служить первым и достаточно точным приближением.

На практике применяются два основных режима работы при постоянном смещении.

1. При Е0 — Е' — 0 углы отсечки не зависят от управ­ ляющего напряжения, а определяются только величиной Ь.

Каскад, в котором выполняется это условие, назовем схе­ мой с постоянным углом отсечки. Основными достоинствами этого режима являются работа при выбранном, оптималь­ ном угле отсечки при широком изменении управляющего напряжения и пропорциональность тока любой гармоники управляющему напряжению. Особенности такого режима усилителя рассматриваются в гл. 4.

2. При Е0 — Е' Ф 0 углы отсечки и, следовательно, форма импульса выходного тока зависят от амплитуды уп­ равляющего напряжения. Из различных вариантов таких схем наиболее распространена на практике схема, в которой сопротивление источника смешения Rr во много раз больше сопротивления обратной связи r0(b > 1), а следовательно, напряжение источника смещения Е0 значительно больше напряжения отсечки идеального транзистора Е'. У таких схем в широком диапазоне изменения входных напряжений постоянный ток изменяется незначительно. Предельным будет, по-видимому, случай, при котором b с/з и ток во­ обще не изменяется (схема с неизменным постоянным то­ ком). При этом из выражения (2.19) следует

 

y0 = 2ro/.jUy,

 

(2.20)

где / а 0 an

E0/Rr

 

гт,

 

Из этого уравнения

по заданным

/ я 0 при любой ам­

плитуде управляющего

напряжения

Uy

легко найти у0 ,

а следовательно, и угол отсечки. Амплитуды токов высших

гармоник

для такой схемы

удобно определять по формуле

Из графиков

зависимости

/^//э о 0 1 Yo Д л я

первых трех

гармоник

(в

низкочастотном приближении),

приведенных

на рис. 2.12, видно, что у рассматриваемых схем амплитуда высших гармоник незначительно зависит от входного на­ пряжения.

Полученные соотношения и графики позволяют выбирать углы отсечки, обеспечивающие оптимальные параметры умножителя частоты. Однако окончательный выбор может быть сделан только с учетом требований к стабильности схемы.

При исследовании нестабильности будем рассматривать лишь те режимы, в которых изменения выходного тока ум­ ноженной частоты малы. Для таких режимов при анализе можно использовать метод малых приращений, т. е. счи-

гать, что абсолютное приращение переменной х от изме­ нения у -іависит как

Ах = Ay dx/dy.

а относительное приращение

бл: = Ах/х = Ayd (In x)/dy.

 

S,

Ч

 

 

 

Рис. 2.І2. Зависимость го-

 

\

 

 

ков

первых

грех

гармоник

 

\

\\

\> ч

от

у„ в

низкочастотном

0,5

 

 

приближении

аля

схемы с

 

 

неизменным

постоянным

 

 

 

 

 

\\

 

током:

/V=2

 

 

 

 

\

N\

 

N= I ;

 

 

 

 

 

 

 

Л/ =

3

 

 

 

 

N

 

1 V

 

 

 

0

 

 

 

 

\

\

 

 

 

 

0,08

0,2

N

 

 

 

0,01

0,02

0,4

0,8 g

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

В этом случае в соответствии с выражением (2.ІЗ) относи­ тельное приращение составляющей Л/-й гармоники вы­ ходного тока

б/л/ = бул/ + bUy-бл0

= уд'А c ° s * +

—бг0 .

(2.21)

где

y'N — d\N /dcos X.

Последнее слагаемое легко вычисляется из (2.6):

Учет всех дестабилизирующих факторов при расчете нестабильности приводит к неоправданно сложным выра­ жениям. Ограничимся здесь учетом наиболее важной, тем­ пературной составляющей нестабильности, вызванной из­ менением напряжения отсечки идеального транзистора, а остальные составляющие рассмотрим качественно. В случае необходимости точного определения нестабильности

и

разброса параметров

(такая задача может

встретиться,

в

частности, при расчете

и

конструировании

унифициро­

ванных и функциональных

модулей) читатель

может обра­

титься к работе [1], где указанные вопросы рассмотрены бо>

Смотрите также файлы