чаях спектр колебания на выходе передатчика становится заметно шире спектра при чисто амплитудной модуляции и при приеме не исключено появление нелинейных иска жений. Кроме того, из-за использования при приеме лишь части спектра падает эквивалентная мощность сигнала, что в конечном счете ведет к снижению помехоустойчивости ли нии связи.
Чтобы выяснить, насколько велико влияние паразит ного эффекта фазовой модуляции в оптимальных режимах работы варикапа как амплитудного модулятора, обратим ся к фазовым характеристикам ip(f70), изображенным на
рис. 6.3. Из рисунка |
видно, что максимальным значениям |
^ і м а к о соответствует |
фаза |
г]) = |
90° . Кроме того, |
вблизи |
максимума |
U L I U B при GH = |
V4 |
крутизна |
фазовой |
харак |
теристики |
настолько |
велика, что в таком |
режиме |
схема, |
изображенная на рис. 6. 2, является, по существу, и ампли
тудным, и фазовым модулятором. Видно |
также, что при пе |
реходе от максимального значения U \ |
I U A |
в область линей |
ного |
участка |
модуляционной |
характеристики |
(7,((У0) фаза |
\ p ( U 0 ) |
увеличивается по сравнению с 90° и стремится к 180°. |
При |
этом зависимость ty(U0) |
приближается |
к линейной, |
и на рабочем участке при h = |
U 1 M / U 1 |
м а к 0 |
= 0,9 изменяется |
от 0 до 60°. |
Это означает, что индекс |
паразитной фазовой |
модуляции составляет примерно |
|
|
|
|
|
т « 0 , 5 М , |
|
|
(6.19) |
т. е. максимальное значение индекса равно |
|
|
|
«макс ~ 0 , 5 . |
|
|
(6.20) |
При такой небольшой величине индекса модуляции, не смотря на некоторое искажение спектра, ширина спектра, как показано в [23], практически не увеличивается по сравнению с шириной спектра при чисто амплитудной мо дуляции. Таким образом, при приеме огибающая высоко частотного сигнала будет воспроизводиться без искажений.
Заметим, что до сих пор паразитная фазовая модуляция рассматривалась в предположении постоянства фазы напря жения возбуждения U B . Однако, поскольку фаза напря жения U B зависит от расстройки коллекторного контура, можно компенсировать фазовый сдвиг напряжения U X принудительной расстройкой при использовании допол нительного варикапа. Одна из возможных схем принуди тельной расстройки коллекторной цепи приведена на рис. 6.6. Здесь предполагается, что коллекторное напря-
жение |
Ек |
заведомо больше напряжения |
С / о м о л ч . |
Компен |
сировать фазовый сдвиг напряжения' Ux |
можно эксперимен |
тально |
в |
динамическом режиме регулировкой |
потенцио |
метра і?м и соответствующим подбором коэффициента вклю чения варикапа в коллекторный контур. При этом надо сле дить за тем, чтобы амплитуда высокочастотного напряжения на варикапе не превышала в динамическом режиме мини мальной величины напряжения смещения. Следует сказать,
Li С, Іфі Сфі сфг £ф2
Рис. 6.6. Схема модуляции изменением связи с дополнительным варикапом для компенсации паразитной фазовой модуляции.
что использование дополнительного варикапа позволяет устранить паразитную фазовую модуляцию ценой услож нения схемы и ее настройки. Это может быть оправдано лишь в тех случаях, когда на уровень паразитной фазовой модуляции налагаются жесткие ограничения.
В заключение отметим, что, например, при G„ = V s зави симость ty(U0) имеет весьма протяженный линейный участок (см. рис. 6.3). Это указывает на то, что при использовании варикапа в режиме частичного открывания можно осу ществлять не только амплитудную, но и эффективную фа зовую модуляцию. Для повышения индекса фазовой моду ляции целесообразно использовать варактор как умножи тель частоты. Описание фазового модулятора на основе варакторного умножителя частоты, работающего в режиме частичного открывания р-п перехода, можно найти, напри мер, в [24]. Достаточно эффективными получаются фазовые модуляторы на базе удвоителей частоты и при закрытом р-п переходе [25]. Как показано в [25], в режиме удвоения
частоты наряду с обычной удвоенной девиацией появляет ся специфическая добавка, позволяющая увеличить суммар ную девиацию фазы.
6.6.УСИЛЕНИЕ AM КОЛЕБАНИЙ И СИГНАЛОВ
ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСЫ
В ряде случаев технические условия, задаваемые на проектирование AM транзисторного передатчика, требуют осуществления в оконечных высокочастотных каскадах режима усиления AM колебаний. Это требование наиболее характерно для передатчиков одной боковой полосы (ОБП), сигналы в которых обычно
формируются на малом уров- |
v j |
не мощности. |
' ' |
Важной характеристикой высокочастотных каскадов, работающих в режиме уси ления AM колебаний явля ется линейность их амплитуд ных характеристик. Одно временно удовлетворить тре бованиям хорошей линейно сти амплитудной характери стики и высокого к. п. д. удается лишь при усилении
Рис. 6.7. Амплитудная харак теристика модулятора.
в классе В. При этом достижение оптимального режима работы с наименьшими нелинейными искажениями осно вано на точном выборе смещения в базовой цепи и под держании недонапряженного режима 126—28].
Модуляционная характеристика t7K 1 , / к і ( / г ) (рис. 6.7) отклоняется от линейной обычно в области больших токов (больших мощностей) и в области малых токов. Искаже ния при больших токах определяются, во-первых, наличи ем переходной области в режиме работы транзистора между областями насыщения и активной (на высоких частотах эта переходная область может быть значительно шире, чем на статических характеристиках рис. 1.5, б) и, во-вторых,
|
|
|
|
|
|
падением коэффициента усиления по току |
| (31 в |
схеме с |
ОЭ при увеличении тока ік (см. рис. 1.5, г). |
Может |
оказать |
ся, что у некоторых |
типов транзисторов зависимости UKl, |
/ к 1 ( / , ) |
настолько нелинейны, |
что требования к линейности |
этих |
характеристик, |
а не к |
энергетическим показателям |
будут определять максимальную мощность и к. п. д. тран зисторного генератора.
Искажения при малых токах (малых мощностях) опре деляются особенностями работы транзистора в режиме, соответствующем области нижнего загиба его статических
характеристик. Правильный |
выбор способа смещения |
су |
щественно уменьшает эти |
искажения. |
|
Действительно, |
из |
(1.54) для |
схемы с ОЭ следует, |
что |
при внешнем смещении |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Е = Е' |
(6.21) |
угол отсечки в |
не зависит от амплитуды управляющего то |
ка / у . Это |
означает, что в этом случае статическая модуля |
ционная |
характеристика |
/ к 1 ( / у ) |
= / у 7 і ( © ) | В | будет линей |
на, соответственно будут линейны и характеристики |
UK1, |
/ні(Л)> т |
а к |
к |
а к |
'г = |
|
— 1^Скин. |
Из схемы, приведенной |
на рис. 1.14, |
а, следует, что включение сопротивления авто |
смещения |
R6 |
|
в цепь |
базы |
эквивалентно увеличению |
гб |
в формуле (1.54). Таким образом, |
величина /?б определяется |
углом отсечки |
генератора, т. е. |
|
|
|
|
|
|
|
|
wC8 |
VOBX (0; |
сот) |
|
где Д , 7 0 |
в х |
(в, сот) определены графиками, представленными |
на рис. |
1.19. |
|
|
|
|
|
|
|
|
При изменении температуры условие (6.21) нарушается |
из-за зависимости |
Е' от температуры переходов (1.8). В пе |
редатчиках ОБП, |
где требуется очень малый уровень иска |
жений, приходится устанавливать термозависимое устрой ство, меняющее смещение соответствующим образом. В не которых случаях в качестве такого устройства используется специальный диод, размещенный в корпусе транзистора в непосредственной близости от его коллекторного пере хода. Сопротивление автосмещения в цепи базы может быть заменено эквивалентным по действию сопротивлением авто смещения в цепи эмиттера Ra = /?б /(1 + Ро). Включение автосмещения в эмиттерную цепь улучшает стабильность генератора в условиях, когда неуправляемый ток коллектора / 8 К может составить заметную долю рабочего тока (высокие температуры переходов, малое использование прибора по току).
Включение транзистора по схеме с ОБ улучшает линей ность амплитудных характеристик в области больших TQ-
ков, так как коэффициент усиления по току а в этой схеме изменяется существенно меньше, чем в схеме с ОЭ. Постоян ное смещение и сопротивление автосмещения выбираются по формулам (6 . 21), (6 . 22), причем необходимые функции А, YOBX определяются из графиков, приведенных на рис. 1.19, при со|30/сі>т = 0. Однако использование схемы с ОБ при водит к уменьшению усиления каскада по мощности, поэто му в однополосных передатчиках используется редко.
6.7.ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ AM
ПЕРЕДАТЧИКА
Пример 1
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Исходные данные. |
Рассчитать выходной каскад AM передатчи |
ка, |
работающего |
на |
частоте / =» 27 МГц при пиковой |
мощности |
Рімакс =" 0,5 Вт |
и Мыак0 |
— 1. |
Коэффициент |
частотных |
искаже |
ний |
на частоте Q =» 50 Гц должен составлять |
не более KQ •=• 1,1. |
Напряжение питания |
Е |
6 В. |
|
|
|
|
1. Исходя из заданной величины мощности Ршако и рабочей |
частоты |
/, |
выбираем |
для выходного каскада |
транзистор |
П609. |
|
2. |
В |
максимальной |
точке |
модуляционной характеристики, |
соответствующей критическому режиму, на основе методики, из
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ложенной в |
§ 1.2, |
|
рассчитываем |
оконечный |
каскад |
передатчика |
при |
коллекторном |
напряжении |
Ен |
м я п о *" Ек |
О ~і М м |
а к с ) |
= |
= |
12 В. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Основные результаты расчета в критическом режиме: |
|
|
|
|
— |
высокочастотный угол |
отсечки |
в =• 92°; |
|
|
|
|
|
|
|
— |
амплитуда |
коллекторного |
напряжения |
£ / к = - 11 В; |
|
|
•= |
— |
амплитуда |
первой гармоники |
коллекторного |
тока |
/ к 1 |
= |
0,089 А; |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
— |
постоянная |
|
слагающая |
коллекторного |
тока |
/ к п |
= |
0,057 А; |
|
— |
амплитуда |
напряжения |
на базе |
транзистора |
U^= |
|
1,51 |
В; |
|
— |
к. п. д. коллекторной цепи транзистора ц9 = |
62%; |
126 0м; |
|
— |
сопротивление нагрузки в критическом режиме RH |
= |
|
— |
выходное сопротивление транзистора R2i D |
260 Ом; |
|
|
— |
коэффициент |
усиления |
по мощности Кр =• |
7. |
|
|
|
|
|
|
3. |
Рассчитываем мощность, необходимую для возбуждения |
оконечного |
каскада |
в режиме |
максимальной |
мощности: |
|
|
|
Л 5 м а к с = Р і м а к с / К р = 0 , 5 / 7 = 0 , 0 7 1 5 Вт.
Если принять к. п. д. коллекторного контура предоконечного кас када т ) к в = 0,6, то мощность в коллекторной цепи возбудителя рав на
|
Рщ мако = Рб макс/% е = 0,0715/0,6 = 120 мВт. |
Для |
возбудителя выбираем |
транзистор П416. |
4. Используя соотношения (1.85), рассчитываем емкость |
Если |
учесть, что выходная |
емкость транзистора П609 С в ы х |
