Файл: Маграчев З.В. Аналоговые измерительные преобразователи одиночных сигналов.pdf

Скачать файл
Заказать решение

ВУЗ: Не указан

Категория: Не указан

Дисциплина: Не указана

Добавлен: 27.06.2024

Просмотров: 106

Скачиваний: 0

ВНИМАНИЕ! Если данный файл нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам.

нимает вид:

 

 

 

 

 

 

 

п

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ZA-t.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

г

 

 

 

 

 

 

 

Упых (0

__

а

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ип

 

W T

£

 

, '

ы

х

 

 

 

 

X [ J

е — х) dx —

|

 

е (t — х) dxj,

(3-10)

где

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

е

 

т .— Дт .

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

1

 

 

 

 

 

 

 

 

JL

 

 

 

.1

 

 

 

 

 

 

 

 

Ч 2

 

(xt —&ч) 2

 

 

 

Дтг — интервал

интегрирования

при

переменном

шаге;

п -— число интервалов,

на

которое

разбивается длитель­

ность входного импульса.

 

 

 

 

 

 

 

 

=

При

постоянном

шаге

интегрирования

(Дтг- =

Д т=

const)

 

 

 

 

nA*t

 

 

 

 

 

 

 

Ц.ЫХ(0

_

»

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Um

 

2 VИ

:,—Ai

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

i

.— Д-с

 

 

 

 

 

 

 

 

 

т) rfx —

J

е (/ — x)rfx J .

(3-11)

 

 

 

 

 

 

 

о

 

 

 

 

 

 

Не

приводя

выражений

для

погрешности

б=

= и тъых/и т— 1,

полученных

в [Л. 63],

в

соответствии

с формулами (3-9) — (3-11) укажем,

что

для каждой

формы

импульса погрешность является

функцией

обоб­

щенного параметра а/ Y Аь включающего длительность импульса, характеристики и длину кабеля.

Полученные выражения позволяют построить универ­ сальные графики зависимости 8 = / (а/]/7„), существенно

упрощающие инженерные расчеты величины б для лю­ бого типа кабеля при произвольных значениях L и tu. Такие графики для основных форм импульсов, рассчи­ танные на ЭЦВМ «Минск-22» приведены на рис. 3-3. При расчетах были приняты следующие условия: для треугольного импульса /ф= ^с= 0,5?11, для трапецеидаль­ ного ^ф= /с= 0, 1/ц, длительность импульсов t„ бралась по основанию.

62

%

6

VO

го w

6

и

z 1

0,6

¥

о,г

0,10

0,06

0,0V

0,02

0,01

Рис. 3-3. Графики зависимости 5 =

f (a/j/7n) для форм импульсов.

/— прямоугольной; 2 — трапецеидальной;

3 — линейно нарастающей; 4 — си­

нусоидальной; 5 — колоколообразной; 6 — треугольной.

Из приведенных графиков видно, что погрешность, возникающая из-за потерь в кабеле, возрастает с увели­ чением длины кабеля и приобретает ощутимое значение в наносекундном и субнаносекундном диапазонах. Фор­ ма импульсов .на выходе кабеля описывается сложными выражениями, чрезвычайно затрудняющими анализ соб­ ственной погрешности преобразователя. Поэтому в об­ щем случае при расчете погрешности преобразователя

форму импульсов следует

 

 

аппроксимировать

детер­

 

 

минированными

функ­

 

 

циями,

для которых

по­

 

 

грешность

преобразова­

 

 

ния известна. Практиче­

 

 

ски

при

/„> 1

нсек

по­

 

 

грешностями из-за иска­

 

 

жения

формы

импульса

 

 

при

прохождении

через

 

 

кабель

 

можно

прене­

 

 

бречь. В первую оче­

 

 

редь это замечание отно­

 

 

сится к измерениям с по­

 

 

мощью

 

современных

 

 

вольтметров,

для

кото­

1 — треугольного;

 

рых

характерна

малая

2 — колоколообраз-

ного.

 

63

Z(U, t) =

зависимость показаний

от изменения

формы сиг­

нала. Для примера на

рис. 3-4 показаны искажения

формы треугольного и

колоколообразного

импульсов

с ^и=2 нсек при прохождении по кабелю с параметром сс= Ю-8 сек112. Из рисунка видно, что форму и длитель­ ность импульсов можно считать неизменными.

Вопросы согласования. Согласование входного сопро­ тивления диодно-конденсаторного преобразователя с ли­ нией передачи, имеющей волновое сопротивление р, обес­ печивается включением иа входе преобразователя актив­ ного сопротивления R c= р- Однако во время действия импульса параллельно сопротивлению Rc подключается нелинейное комплексное сопротивление

и„ (О

f[u ax( t ) - u c (<)]’

определяемое проводимостью днодно-конденсаторнои цепи. Для упрощения задачи анализа рассмотрим слу­ чай линейной аппроксимации вольт-амперной характе­ ристики диода, при котором рассогласование максималь­ но. Для него при Сд<сСнак

п /л

и

R A . л

 

 

 

 

__ L

’

(3-12)

 

Rae л -f- Rn. л

 

где /?д.л — сопротивление

 

диода на

линейном

участке

вольт-амперной характеристики.

 

 

Очевидно, что при ./=

0

Rnx— Rc\\Rn.n<Rc и лишь при

t-*-оо RBX(t)-^Rc. Таким образом, в течение времени заряда накопительного конденсатора, определяемого ве­ личиной ГПак, происходит рассогласование тракта пере­ дачи сигнала. Стремление снизить погрешность при за­ ряде за счет уменьшения постоянной времени заряда накопительного конденсатора т3ар=Спак![Яд(Д)+р/2] при­ водит к еще большему рассогласованию, а следователь­ но, и к искажениям формы импульса на нагрузке R c, сводящимся к увеличению фронта и изрезанное™ вер­ шины импульса.

Для уменьшения рассогласования на входе преобра­ зователя включают различные согласующие устройства, например катодные, эмиттерные или истоковые повтори­ тели, каскады с общей базой, развязывающие аттенюа­ торы и т. п. Каждому из этих методов присущи свои недостатки, потеря чувствительности, малая широкопо­ лосное™ и т. п. Рассмотрим ряд более простых методов

64

согласования диодно-конденсаторных преобразователей в наносекундном диапазоне длительностей импульсов. Как было показано ранее (3-12), входное сопротивление диодно-конденсаторного преобразователя /?вх(0> сргла- с.ованного с линией передачи, во время действия импуль­ са оказывается уменьшенным, т. е. R v A t)< R с= Р-

Если /?д .л < р , что выполняется обычно при использо­ вании импульсных полупроводниковых диодов, то для

б )

в)

Рис. 3-5. Схемы согласования диодно-конденсаторных преобразователен.

а — при Дд л <р; б — при Ддл >р; в — с компенсацией влияния нелинейности.

сЬгласования преобразователь и нагрузка Rc включают­ ся по схеме рис. 3-5,а. Можно показать, что при выборе элементов согласования таким образом, что

R = p— R д.л', Е с = р 2С н,

( 3 - 1 3 )

заряд накопительного конденсатора происходит по за­ кону

U a m ( f ) = U m ( 1 ] - е

Т ' 3 0 Р ) .

где т/зар — СнР-

 

5-449

65

с v

При подключении преобразователя без согласующих

элементов постоянная

времени заряда

т3ар=С'11(^д.л +

+ р/2). Таким образом,

при использовании диодов, у ко­

 

 

торых

Я д .л <

р / 2 ,

введение

 

 

согласования

по

схеме

 

 

рис. 3-5,а не приводит к уве­

 

 

личению постоянной време­

 

 

ни заряда и зарядной по­

 

 

грешности. Такую схему со­

 

 

гласования можно использо­

 

 

вать при Яд.л< р , т.

е. прак­

 

 

тически для всех импульс­

 

 

ных полупроводниковых ди­

 

 

одов. При этом погрешность

Рис. 3-6. Эквивалентная схема

5t/3ap

увеличивается незна­

чительно.

 

 

согласования с учетом пара­

 

 

зитных параметров.

 

При ^?д.д>р (что обычно

вании вакуумных диодов)

имеет место при использо-

согласование

осуществляют

по схеме рис. 3-5,6. При этом

 

 

 

R-

 

Т с ——р

 

(3-14)

Я». л —

 

 

 

 

В рассмотренных выше схемах согласования не учи­ тывалось влияние нелинейности вольт-амперных харак­ теристик диодов. Использование схемы согласования, представленной на рис. 3-5,в, позволяет в известной сте­ пени уменьшить это влияние. При этом необходимо, что­ бы выполнялось условие

Л = 2р—Яд.л, Lc = 4p2C„.

(3-15)

Недостатком такой схемы по сравнению с предыду­

щими является увеличение постоянной

времени заряда

тзар в 2 раза.

 

Можно оценить влияние паразитных параметров со­ гласующей индуктивности Lc на точность согласования. Эквивалентная схема зарядной цепи для варианта согла­ сования по схеме рис. 3-5,а представлена на рис. 3-6.

Входное сопротивление такой схемы

 

Я ,х (0 = -------------------

Е____ ___ ,

(3-16)

1_ а (еР'<-

в*') + е рС"

 

где pi и рг — корни характеристического уравнения, 66

При малых р, Rl и Cl справедливо условие рRLCL< < L C. Тогда

 

 

(3-17)

где

(Ol и R l — резонансная

частота и характеристичес­

кое сопротивление согласующей индуктивности.

 

Поскольку обычно р2> Я 2г„ корни pi и рг действитель­

ны.

Полученные результаты

подтверждают невозмож­

ность реализации идеального согласования. Оптималь­ ное согласование с учетом паразитных параметров будет при

А

(3-18)

В этом случае, когда CL мало и а ~ 1,

Явх(0 =

Р

1 + ер'1 '

При высокой резонансной частоте col (Cl — незначи­ тельна) корень р2 имеет большое значение и величина еР*‘ быстро затухает. Процесс рассогласования при этом практически заканчивается при ^ 1 - ^ 3 нсек.. Для согла­ сования более коротких импульсов необходимо использо­ вать распределенные (коаксиальные или полосковые) элементы с индуктивным характером проводимости в диапазоне рабочих частот. Следует отметить, что при измерении параметров импульсов с относительно боль­ шой длительностью фронтов влияние паразитных пара­ метров на качество согласования существенно умень­ шается.

3-3. Дифференциально-интегральный метод преобразования

Рассмотренные выше диодно-конденсаторные методы преобразования по существу реализуют некоторый опе­ ратор нахождения максимального значения импульсной функции. Пусть измеряемый сигнал описывается «глад­ кой» функцией вида

(3-19)

5 *

67

Смотрите также файлы