Файл: Маграчев З.В. Аналоговые измерительные преобразователи одиночных сигналов.pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 27.06.2024
Просмотров: 111
Скачиваний: 0
2. Способ линейного разряда накопительного конден сатора преобразователя, предварительно заряженного до максимального значения напряжения измеряемого импульса.
3. Способ расширения измеряемого импульса на уровне максимального значения с дальнейшим его пре образованием по первому пли второму способу.
Сущность всех этих способов сводится к тому, что входной сигнал преобразуется в интервал времени, дли тельность которого пропорциональна максимальному зна чению измеряемого импульса:
Tn=KaUm. |
(2-16) |
Здесь Um— максимальное напряжение импульса; |
Ки и |
Тп— коэффициент преобразования и интервал времени преобразования соответственно.
Недостатки' первого способа при измерении одиноч ных импульсов очевидны. Он дает правильные резуль таты лишь для идеализированных прямоугольных им пульсов достаточно большой длительности.
По второму способу (рис. 2-6,а) за время существо вания импульса накопительный конденсатор преобразо вателя с помощью ЗУ заряжается до его максимального напряжения. По окончании импульса начинается разряд конденсатора через стабилизатор тока до первоначаль ного напряжения. Дискриминатор интервала преобразо вания фиксирует начало и конец разряда и выдает сиг налы, соответствующие интервалу времени T„— KnUm, несущему информацию о напряжении измеряемого им пульса.
Этот способ преобразования, впервые предложенный Вилкинсоном и Саниным, послужил основой при построе нии входных устройств амплитудных анализаторов и цифровых вольтметров одиночных импульсов [Л. 18—21, 51].
В ряде случаев разряд накопительного конденсатора может осуществляться через линейное омическое сопро тивление R, подключенное к источнику достаточно высо кого напряжения Е [Л. 9]. Схемы, преобразования с токо стабилизирующими устройствами не требуют источников высокого напряжения и имеют меньшие погрешности изза нелинейности разряда.
Третий способ основан на предварительном расшире нии входного сигнала с последующим его амплитудно-
28
временным преобразованием. При этом Могут быть использованы однопли двухступенчатые расширители импульсов [Л. 9, 16, 32, 44, 48], а в качестве преобразо вателей применены преобразователи, выполненные по первому и второму способу. Блок-схема преобразования в этом случае может быть построена согласно рис. 2-6,6. Подобный способ находит применение при измерении
Рис. 2-6. Способы амплитудно-временного преобразова ния одиночных сигналов.
амплитуды одиночных импульсов наносекундного диа пазона длительностей [Л. 19].
Из сказанного следует, что наиболее простым и ра циональным методом построения амплитудно-временных преобразователей (АВП) одиночных импульсов являет ся метод разряда накопительного конденсатора, предва рительно заряженного до максимального напряжения импульса.
Основной характеристикой импульсных АВП являет ся функция преобразования
tn= f{Um), |
(2-17) |
линейность, крутизна и стабильность которой определяют основные параметры преобразователя. Не останавлива ясь на методах оценки характеристик функции преобра зования, которые достаточно .рассмотрены в гл. 5 и мо гут быть распространены на импульсные АВП, укажем их основные параметры.
Интервал преобразования ТП является выходной функцией преобразователя и связан с преобразуемым импульсным напряжением соотношением (2-17).
Коэффициент преобразования Ки определяет масш таб преобразования. От постоянства этого коэффициента
29
зависят линейность, а следовательно, и погрешность пре образования. Значение этого коэффициента равно:
-Кп== Кпо(1+б/(п), |
(2-18) |
где Кпо — номинальное значение коэффициента преоб разования; б/Сп-— относительная погрешность коэффици ента преобразования.
Относительная погрешность интервала преобразова ния 6ГП зависит от постоянства коэффициента преобра зования, параметров преобразователя, напряжения, фор мы н длительности преобразуемого импульса и опре деляется соотношением
ЬТп = ^ ± , |
(2-19) |
|
1 |
110 |
|
где АТ„— абсолютная погрешность |
преобразования, воз |
никающая вследствие отличия интервала преобразова ния Т„ от истинного значения аналога Гпо.
В общем случае из (2-16) |
можно получить значение |
||
относительной |
погрешности |
интервала преобразования |
|
в виде |
5T„=6Kn + bUm. |
(2-20) |
|
|
|||
Из этого соотношения видно, что общая погрешность |
|||
преобразования определяется |
погрешностью |
вследствие |
|
непостоянства |
коэффициента |
преобразования |
и ампли |
тудной погрешностью, зависящей от параметров преоб разуемого сигнала, схемы преобразования, точности дискриминации интервала Т„, наводок и шумов, и ряда других воздействующих факторов.
2-8. Основные погрешности ЛВП и методы их уменьшения
Как ясно из анализа структуры преобразователей, общая погрешность АВП определяется погрешностями, возникающими в процессе накопления и преобразования информации о напряжении импульса, при этом погреш ности накопления можно рассматривать независимо от вида функции преобразования. Это полностью относится
к погрешности |
за счет коэффициента передачи К р и, |
в частности, за |
счет скачка напряжения в момент i = tlu |
а также зарядной погрешности б(7за1р, возникающей в на копительных устройствах при заряде конденсатора СнакТаким образом, общая погрешность преобразования из-
30
за потери напряжения импульса описывается выраже нием
|
bUт — 8t/3np -j- (1 |
Сд |
(2-21) |
|
|
— bUза р) ЕС ’ |
|||
где СП= С Д+ С М; |
ЕС = Сп + С„ак, Сы— емкость |
монтажа. |
||
Второй |
член |
выражения |
(2-21) характеризует по |
|
грешность, |
вызываемую скачком напряжения в момент |
|||
окончания |
импульса. Во |
|
|
многих |
случаях |
он очень |
|
т |
||
мал, имеет систематиче |
д ' Н |
|||||
ский характер (так |
как |
|||||
6t/3ap-Cl) |
и может |
быть |
*45II |
| к ф |
||
исключен |
путем |
калиб |
||||
ровки. Погрешность, воз |
|
|
||||
никающая из-за непосто |
|
|
||||
янства коэффициента пре |
|
|
||||
образования 5/<п, опреде |
Рис. 2-7. Эквивалентная схема |
|||||
ляется |
следующими фак |
разряда накопительного конденса |
||||
торами: |
непостоянством |
тора АВП. |
|
тока разряда накопитель ного конденсатора, протекающего через токостабплизи-
рующую схему; конечной величиной проводимости ком мутирующего диода при малых запирающих напряже ниях; наличием сопротивлений, шунтирующих токостабнлизпрующпй элемент.
Можно показать, что для большинства схем АВП справедлива эквивалентная схема разряда (рис. 2-7), в которой учтены перечисленные факторы. На этой схе ме UC= E + Um E = E 0+ U r0 — начальное напряжение на конденсаторе CriaK до прихода преобразуемого импульса, напряжением Um\ Rm— эквивалентное сопротивление, шунтирующее стабилизатор; Пд — напряжение смещения на диоде; Дд(£/д) — обратное сопротивление диода; Rr — выходное сопротивление генератора сигнала.
Дифференциальное уравнение для разряда накопи тельного конденсатора в соответствии со схемой рис. 2-7 при использовании вакуумного диода и аппроксимации
его характеристики показательной |
функцией имеет вид: |
с„ : § = / ( £ ) + Rm |
- 4 U - E ) |
, ( 2- 22) |
|
где i(E) — ток стабилизатора в |
статическом режиме; |
Ri — динамическое сопротивление |
стабилизатора. |
31
Анализ и решение этого дифференциального уравне ния, приведенные в 1[Л. 52], дают следующие выражения для функции преобразования (2-17), номинального зна чения коэффициента преобразования /<по, погрешности из-за непостоянства тока стабилизатора и влияния шун тирующих сопротивлений б/Сп и погрешности, вызывае мой проводимостью диода 6/<п.д:
|
|
|
|
ТII |
c j J mг , ___ 1 |
|
|
ит |
|
(2-23) |
||
|
|
|
|
i (£) \ |
2 I (Е) Я, эк„ |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
||||||
IS |
__ |
j |
С-д |
bfS |
1 |
u„ |
|
, |
S/Сц. д = — |
U. |
(2-24) |
|
J'n°--- |
|
I 0J'UJ |
2 ( ( |
E) Rt BKn |
~jr~> |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
vи |
|
|||
где |
Ri- |
|
RtRn |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
Ri + |
Rm |
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
Таким образом, номинальное значение коэффициента |
|||||||||||
преобразования |
определяется |
лишь |
статическими |
пара |
||||||||
|
|
|
|
|
|
метрами |
преобразователя — |
|||||
|
|
|
|
|
|
значениями С„ и i(E ). |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
Для |
уменьшения погреш |
||||
|
|
|
|
|
|
ности |
преобразования |
сле |
||||
|
|
|
|
|
|
дует стремиться |
к увеличе |
|||||
|
|
|
|
|
|
нию внутреннего сопротивле |
||||||
|
|
|
|
|
|
ния стабилизатора и шунти- |
||||||
|
|
|
|
|
|
цующих |
его сопротивлений. |
|||||
Рис. 2-8. Эпюры напряжений |
Увеличение статического то |
|||||||||||
ка |
|
стабилизатора при сохра |
||||||||||
при |
использовании метода |
|
||||||||||
пьедестала. |
|
|
нении его динамического со |
противления также снижает общую погрешность преобразования. Обычно нетрудно бывает обеспечить внутреннее динамическое сопротив ление стабилизатора порядка нескольких десятков мегаом. Тогда при заданном коэффициенте преобразования Кио можно подсчитать погрешность бКиг по формуле
bKai = 0,5 |
UmK"• |
(2-25) |
CnRi |
|
|
Так, например, при коэффициенте преобразования |
||
Апо=1 мсек/в и СНак=500 пф |
получим |
i( £ )= 0 ,5 мка. |
Задавшись £/до=0,5 в и амплитудой импульса Um= 10 в, получим из (2-24) суммарную погрешность б/Сп=б^СП{+ + б/Сп.д= 1 + 5 = 6 % . При Um= 1 в бАп~50%, причем по грешность возрастает за счет проводимости диода. Эту погрешность можно свести к пренебрежимо малой вели-
3,2