Файл: Радиоприемные устройства учебник..pdf

Поэтому увеличение максимального расстояния, на котором произво­ дится обнаружение и измерение координат целей, связано с необходи­ мостью увеличения периода повторения. Средняя мощность Р Ср* излучаемая передатчиком импульсного радиолокатора за период пов­ торения, может быть определена по формуле

P e p = Р ,

где Ра — средняя мощность передатчика за время одного импульса. Импульсная мощность передатчика ограничена и ее повышение связано с преодолением существенных трудностей при проектирова­ нии радиолокационной системы. Таким образом, при увеличении пе­

максимальной дальности до цели, которая может быть измерена радио­ локатором. Это противоречие может быть разрешено увеличением дли­ тельности излучаемых импульсов t a. Однако увеличение длительности импульса приводит к необходимости решения двух задач.

Первая из них уже упоминалась в начале данного параграфа — это задача подавления прямого прохождения излучаемых импульсов передатчика на вход приемника. С увеличением длительности излу­ чаемых импульсов структура колебания передатчика приближается к структуре непрерывного колебания. В этом случае исключить влия­ ние передатчика на приемник можно соответствующим выбором диаг­ рамм направленности и пространственным разнесением приемной и передающей антенн. Обычно так и делают. В радиолокационных стан­ циях сверхдальнего обнаружения и измерения координат используют отдельные антенны для передачи и приема, которые разносят на не­ сколько километров.

Вторая задача связана с обеспечением необходимой разрешающей способности радиолокатора по дальности. Если отношение сигнал/шум достаточно велико на входе приемника, то разрешающая способность по дальности определяется длительностью импульса не на входе, а на выходе линейной части приемника. Поэтому увеличение длительности импульса передатчика не должно в общем случае влиять на разрешаю­ щую способность радиолокатора по дальности, что выполняется при соответствующем выборе структуры импульса передатчика.

Действительно, при приеме сигнала отклик линейных высокочас­ тотных цепей в приемнике, согласованных по условию (13.17), опре­ деляется формулой (13.18), которая при а в (t — т) = 0 представляет функцию неопределенности. Ширина основного максимума этой функ­

зовать радиосигналы с широким спектром. Расширение спектра зон­ дирующего импульсного сигнала в радиолокаторе осуществляют с по­

507

мощью внутриимпульсной модуляции. Нашли применение два вида модуляции гармонической несущей внутри импульса: линейная час­ тотная модуляция (ЛЧМ) и фазовая манипуляция (ФМ).

Таким образом, решение задачи увеличения максимального рас­ стояния до цели, па котором измеряют ее радиолокационные характе­ ристики, так же как и задачи увеличения помехоустойчивости радио­ технических систем (см. § 13.1), связано с переходом к применению радиосигналов со' сложной структурой, характеризуемой большими величинами базы В. Рассмотрим некоторые варианты схем обработки таких сигналов в радиолокационных системах.

Длинные модулированные импульсы на входе приемника могут быть преобразованы в короткие импульсы на выходе его линейной части (сжатие) с помощью различных устройств.

Действие этих устройств можно охаракте­ ризовать коэффициентом сжатия, который показывает, во сколько раз уменьшается длительность импульса на выходе линей­ ной части приемника по сравнению с его длительностью на входе.

При коэффициенте сжатия не более 10 для обработки ЛЧМ импульсов может быть применен УПЧ с последовательным соединением полосового фильтра, ампли­

тудно-частотная характеристика которого согласована с ампли­ тудным спектром ЛЧМ импульса, и фазового фильтра, имеющего равномерную амплитудную и квадратичную фазочастотную характе­ ристики. В качестве фазовых фильтров могут быть использованы ра­ диотехнические цепи, обладающие дисперсией, т. е. зависимостью фазы колебаний на выходе от частоты. В частности, для этих целей возможно применение каскадного включения звеньев неминимально­ фазовых цепей, каждое из которых представляет собой мостовую схему, показанную на рис. 13.5.

Амплитудно-частотная характеристика у таких звеньев равномер­ на в широком диапазоне частот, а требуемая фазочастотная характе­ ристика может быть подобрана комбинацией параметров индуктивно­ стей и емкостей отдельных звеньев [13]. Наличие рассогласований и искажений в отдельных звецьях приводит к значительному ухудшению результирующей характеристики такого УПЧ.

При коэффициенте сжатия более 10 наиболее целесообразно прак­ тически применение для фазового фильтра электронно-акустических цепей, обладающих дисперсионными свойствами. В качестве таких цепей обычно используют ультразвуковые линии задержки (УЛЗ), которые позволяют задерживать радиоимпульсы на значительное время. Для осуществления задержки электрических сигналов с по­ мощью УЛЗ необходимо электрическую энергию преобразовать в уль­ тразвуковую, а после операции задержки выполнить обратное пре­ образование. Такое преобразование осуществляют с помощью пьезо­ электрических или магнитострикционных преобразователей. Пьезо­ электрические преобразователи основаны на пьезоэлектрическом эф-

503

фекте, который заключается в растяжении или сжатии кристалла (на­ пример, кварца) под действием электрического поля. В магнитострикционных преобразователях используется магнитострикционный эффект — изменение размеров ферромагнитного материала под дей­ ствием магнитного поля.

Вмагнитострикционных УЛЗ в качестве звукопровода в основном используют никель, железо, железоникелевые сплавы. Максимальная рабочая частота для магнитострикционных линий задержки не пре­ вышает 3 МГц. Затухание в таких линиях определяется в основном преобразователями и составляет 45-Ч-75 дБ.

ВУЛЗ с пьезоэлектрическими преобразователями применяют плав­ леный кварц, специальные магниевые сплавы, монокристаллы кварца. Рабочая частота таких ли­

буемыми характеристиками фильтра, используют параллельное или последовательное включение дисперсионных цепей. При этом тре­ буемые значения коэффициента сжатия, а также полосы частот и дли­ тельности отклика могут быть получены при существенно отличаю­ щихся от требуемых параметрах дисперсионных цепей.

Как уже было отмечено, в последние годы в радиотехнических си­ стемах начали широко использовать фазоманипулированные сигналы. ФМ сигнал определяется следующим выражением:

/- 1

с таким сигналом, может быть описана импульсной функцией, пред­ ставляющей собой также ФМ сигнал, последовательность чередования фаз в котором соответствует коду, зеркальному по отношению к коду, примененному в сигнале. Такой импульсной характеристикой с хо­ рошим приближением обладает согласованный фильтр в виде много­ отводной линии задержки, схема которой приведена на рис. 13.6. Полная задержка равна длительности сигнала Т, а отводы следуют через интервалы, равные t„. В каждый из I отводов линии включен усилитель с коэффициентом усиления К. Сигналы всех отводов сум­ мируются в сумматоре 2, выход которого связан со входом выходного

£Э9

фильтра Ф. В момент времени Т — ltu на выходе такого фильтра (рис. 13.6) формируется импульс с длительностью tn, являющийся суммой всех элементарных импульсов ФМ сигнала. Можно поэтому счи­ тать, что этот фильтр сжимает входной сигнал с коэффициентом сжатия, равным /, т. е. числу отводов линии задержки. При достаточно боль­ шом числе I можно осуществить значительное сжатие и, следователь­ но, высокую точность измерения дальности. Точно измерить частоту (скорость) по выходному сигналу согласованного фильтра затрудни­ тельно из-за малой длительности выходного сигнала и фазовых ис­ кажений.

Рис. 13.7

К достоинствам обработки ФМ сигналов с помощью согласованных фильтров можно отнести возможность одновременного измерения даль­ ности большого числа объектов, имеющих близкие радиальные ско­ рости движения, по сигналам с выхода только одного фильтра.

При практическом осуществлении согласованных фильтров на линиях задержки встречаются трудности в изготовлении линий за­ держки с большим числом отводов. Эти трудности существенно умень­ шаются при использовании цифровых согласованных фильтров.

Принцип построения цифрового согласованного фильтра можно иллюстрировать схемой фильтра для 5-элементного адресного кода 10110, приведенной на рис. 13.7. Цифровой согласованный фильтр состоит из регистра сдвига PC, на вход которого подается импульсный видеосигнал, сформированный в высокочастотной части приемника из ФМ сигнала, устройства синхронизации в виде генератора управляю­ щих импульсов и суммирующего устройства на резисторах. Цифровой согласованный фильтр осуществляет посимвольные решения по мере того, как псевдослучайный видеосигнал поступает в регистр сдвига, т. е. производит нелинейную операцию. Теоретическое и эксперимен­ тальное сравнение линейного согласованного фильтра на многоотвод­ ной линии задержки и цифрового согласованного фильтра описанного типа показало, что последний ухудшает отношение сигнал/шум по мощности примерно на 2-f-3 дБ. Однако цифровой согласованный фильтр обладает следующими достоинствами:

— цифровой регистр имеет неограниченно большую длину;

510