ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 25.03.2024
Просмотров: 151
Скачиваний: 0
вхН |
Uвих ( I ) |
|
R1 Iвх |
|
|
R2 |
. |
(9.15) |
|
|
Uвих.н |
Uвх.н R1 R2 |
|||||||
|
|
|
|
|
|||||
Аналіз виразів |
для вхІ |
і вхН |
свідчить, |
що ця |
складова адитивної похибки буде тим меншою, чим менший різницевий вхідний струм ОП.
У загальному випадку доцільно обирати ОП із малими вхідними струмами, наприклад із польовими транзисторами у вхідних каскадах. Причому похибка, зумовлена вхідними струмами інвертувального підсилювача, не залежить від значення опору R2 і, отже, від значення коефіцієнта
підсилення KIП . За інших рівних умов адитивна похибка,
зумовлена вхідними струмами ОП, у неінвертувального підсилювача виявляється меншою, оскільки
(R2 (R1 R2 )) 1.
Якщо в схемі виконується початкове регулювання за допомогою зовнішніх ланцюгів балансування нуля у певних типів ОП (їх наявність та стандартні схеми зазначають у довідкових даних), то складові адитивної похибки, що визначають за формулами (9.12) і (9.13), а також (9.14) і (9.15) зменшуються практично до нуля.
Адитивна похибка масштабувальнного підсилювача виникає також внаслідок дрейфів напруги зміщення Uзм і
різницевого вхідного струму Iвх , в основному внаслідок
зміни температури довкілля. Тому відповідні наведені складові адитивної похибки будуть дорівнювати:
–для інвертувального підсилювача
|
|
|
|
TKU |
зм |
|
|
R |
|
|
|
|
|
ЗМІ |
|
1 |
|
1 |
|
t , |
(9.16) |
||||
|
|
|
R2 |
|||||||||
|
|
|
|
Uвх.н |
|
|
|
|
||||
|
вхІ |
|
TK Iвх |
R t , |
|
|
(9.17) |
|||||
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
Uвх.н |
|
|
|
|
|
де TKUзм - температурний коефіцієнт напруги
200
зміщення ОП;
TK Iвх - температурний коефіцієнт різницевого
вхідного струму ОП;
t - зміна температури довкілля відносно температури, за якої здійснювалося регулювання нуля підсилювача;
–для неінвертувального підсилювача
|
зм.Н |
|
TKUзм |
t , |
|
|
|
(9.18) |
||||
Uвх.н |
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
вхН |
|
TK Iвх |
R |
|
R2 |
|
t . |
(9.19) |
|||
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
U |
|
|
1 |
R R |
|
||||
|
|
|
|
|
вх.н |
|
|
2 |
1 |
|
|
Таким чином, якщо вважати усі складові незалежними, сумарна наведена адитивна похибка масштабувального підсилювача визначається за формулою
|
М .а |
|
2 |
2 |
2 |
2 . |
(9.20) |
|
|
зм |
вх |
зм |
вх |
|
Із формули (9.20) можна зробити висновок, що для зменшення цієї похибки доцільно зменшувати опори резисторів R1 і R2 , а якщо виконується співвідношення
|
R1R2 |
|
U зм |
, |
|
R2 R1 |
|
||
|
|
Iвх |
||
то вхідні струми ОП |
практично не впливають на |
адитивну похибку. Для ОП із вхідними каскадами на біполярних транзисторах відношення Uзм Iвх становить
зазвичай 10–50 кіломів, тому опір резисторів доцільно вибирати таким чином, щоб виконувалася умова
R1R2 3 10кОм .
R2 R1
Для операційних підсилювачів із вхідними каскадами, виконаними на польових транзисторах, відношення Uзм Iвх значно перевищує 1 мегаом. Це дає можливість
201
здебільшого не враховувати вхідні струми при розрахунку адитивної похибки. Також відпадає необхідність використовувати в схемі підсилювача резистор R3 .
Проведений аналіз похибок масштабувальних підсилювачів дозволяє зробити такий висновок:
якщо мультиплікативна похибка неінвертувального підсилювача більша, ніж інвертувального під впливом синфазного сигналу, то адитивна, навпаки, виявляється меншою.
9.1.5Вхідний і вихідний опори масштабувальних підсилювачів
Вхідний опір інвертувального підсилювача на ОП (рисунок 9.1) визначається з формули
|
|
|
|
|
|
rвх.ОП |
|
|
|
R2 |
|
|
|
|
R |
|
U |
вх |
R |
|
|
K |
ОП |
1 |
, |
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
вхІ |
|
|
1 |
|
|
|
|
|
R2 |
|
|
|||
|
|
Iвх |
|
rвх.ОП |
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
KОП |
1 |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
де rвх.ОП – вхідний опір ОП. Оскільки для всіх типів ОП виконується рівність
rвх.ОП K R2 1 , ОП
(вхідний опір ОП з вхідними каскадами на біполярних транзисторах становить принаймні декілька сотень мегаомів, а для ОП на польових транзисторах 1012 омів і більше. Опір резистора R2 зазвичай не перевищує одиниць
мегаомів, оскільки за великих номіналів, по-перше, важко забезпечити стабільність таких високоомних опорів, і, подруге, значно зростають шуми підсилювача), і, крім того, як правило
202
K R2 1 R1 (оскільки KОП KІ ),
ОП
то RвхІ R1.
Вхідний опір неінвертувального підсилювача великий і визначається глибиною послідовного негативного зворотного зв’язку та високим значенням вхідного опору ОП:
Rвх.НП rвх.ОП (1 KОП ).
Вихідний опір інвертувального та неінвертувального підсилювачів визначається однаковим виразом:
R |
R |
|
Uвих |
|
rвих.ОП |
, |
|
1 KОП rвих.ОП / R1 R2 |
|||||
вих.ІП |
вих.НП |
|
Iвих |
|
||
|
|
|
|
де rвих.ОП – вихідний опір ОП.
Оскільки звичайно |
K |
ОП |
1, а |
rвих.ОП |
1, |
можна |
|||
|
|||||||||
|
|
|
|
R1 |
R2 |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
||
вважати, що |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
R |
|
|
rвих.ОП . |
|
|
|
|
||
вих |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
KОП |
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
Таким чином, вихідний опір підсилювача із негативним зворотним зв'язком за напругою у (1 KОП )
раз менше вихідного опору ОП і становить зазвичай десяті долі ома.
Відповідно можна зробити такі висновки:
1)вхідний опір неінвертувального підсилювача значно (у десятки, а то і в сотні разів) перевищує вхідний опір інвертувального підсилювача;
2)вихідні опори інвертувального та неінвертувального підсилювача однакові.
203
9.2Суматори на основі ОП
Суматором називається електронний пристрій (підсилювач), що має декілька входів і один вихід, напруга на якому пропорційна сумі напруги усіх входів. Такі пристрої застосовують, коли необхідно об'єднати в одному каналі сигнали різних джерел (наприклад, у мікшерах, накладання у техніці звукозапису і т.п.).
9.2.1Інвертувальний суматор
Інвертувальний суматор складає вхідні напруги із різними ваговими коефіцієнтами. Схему інвертувального суматора наведено на рисунку 9.4.
Вважаємо, що I |
0, I |
0 , U |
вх.д |
0 |
. У цьому |
вх |
вх |
|
|
|
випадку за першим законом Кірхгофа сума вхідних струмів підсилювача, викликаних вхідними напругами Uвх1 , Uвх2
та Uвх3 дорівнює струму, що проходить через RЗЗ , тобто
I1 I2 I3 IЗЗ .
R1 |
I |
RЗЗ |
|
I1 |
ЗЗ |
||
|
|
||
Uвх1 |
|
DA1 |
|
R2 |
I2 |
||
|
|||
Uвх2 |
|
Uвих |
|
R3 |
I3 |
||
Uвх3 |
|
|
Рисунок 9.4 – Інвертувальний суматор
Оскільки Uвх.д 0 , то струми I1, I2 , I3 залежать лише
від своєї вхідної напруги і не залежать від інших джерел сигналу. Напруги Uвх1 , Uвх2 та Uвх3 не взаємодіють одна з одною. У цьому випадку вхідні струми дорівнюють
204