Файл: Шумоподобные сигналы в системах передачи информации..pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 10.04.2024
Просмотров: 226
Скачиваний: 0
Широкое распространение имеют транзисторные перемножители, позволяющие получить наилучшие результаты при использовании интегральных схем (пары триодов в одном кристалле).
На рис. 6.6.2 приведен пример трансформаторной схемы тран зисторного балансного перемножителя с радиочастотным выходом.
Рис. 6.6.1.
При большой относительной полосе сигнала, т. е. при Acos/cos „ да 1 целесообразно применять безтрансформаторные перемножители, ис
пользующие |
фазоинверсные |
каскады. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
Точность выполнения операции перемножения смеси на копию |
|||||||||||||||||||
сигнала |
определяется |
режимом |
нелинейных элементов |
(НЭ), в |
схеме |
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
рис. |
6.6.1 |
— это |
диоды, |
а |
в |
|
схеме |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
рис. |
|
6.6.2 — транзисторы. |
|
Можно |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
показать, |
что |
|
при |
работе |
на |
квад |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
ратичных |
участках |
|
характеристик |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
НЭ при малой |
величине |
сопротивле |
||||||||||
Вх |
|
у |
|
UiM'c"*«^ |
|
ний |
нагрузки |
выражение |
для |
напря- |
||||||||||
o-ï}g t |
|
|
жения |
на |
выходе |
таких |
схем |
совпа- |
||||||||||||
V у |
X |
|
Т |
ч г |
Т |
|
д а е т |
с |
В Ь І Р а ж |
е |
н и я |
м |
и |
(6.6.1) и (6.6.2). |
||||||
j i ' f |
П |
ргѵт—I |
5'4_J_ |
|
Следовательно, |
такие |
схемы |
|
могут |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
быть |
использованы |
|
как перемножаю |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
щие |
для любых |
сигналов, |
но |
широ |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
кого распространения |
они |
не получи |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
ли из-за сложности |
|
подбора их режи |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
ма и необходимости подачи напря |
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
жений, не выходящих за пределы |
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
квадратичного |
|
участка |
характерис |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
тик |
НЭ. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Обычно применяется режим работы, при котором амплитуда опор |
||||||||||||||||||||
ного |
напряжения |
значительно |
больше |
напряжения, соответствую |
||||||||||||||||
щего |
квадратичному |
участку |
характеристики. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
В наиболее удобном для анализа случае, когда ивх |
|
П У (t) |
и иоп |
(t) — |
||||||||||||||||
гармонические напряжения, |
и в диодном перемножителе |
используют |
||||||||||||||||||
ся сопротивления |
нагрузки |
значительно |
больше, |
чем |
сопротивления |
220
открытых диодов, выражение для выходного напряжения видеочастот ного перемножителя будет иметь вид [6.2]
|
|
|
/ѵ\ |
|
t- |
^вх на (t) ^оп нэ |
|
|
|
|
|
"•в п м у (t) |
|
Дв ПМУ — 2 |
2 |
X |
|
||
|
|
|
|
|
К О'вх нэ (0 -г ^on нэ |
|
|||
|
|
|
x c o s № 8 0 —ф о п 0 - | - Лф„(01 . |
|
(6.6.9) |
||||
|
Для того чтобы такая схема возможно более точно выполняла опе |
||||||||
рацию перемножения (6.6.1), необходимо, чтобы |
|
|
|||||||
|
|
|
"пхпэ (0 < |
"оп нэ (0- |
|
(6.6.10) |
|||
Тогда при |
cos о = |
с й о л 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
« П М У |
(0 ~ |
Д'пмУ ^ в х НЭ COS [ ( p s 0 — фон 0 + |
Афп (0Ь |
(6.6.11) |
||||
При |
(Don 0 = |
« s 0 |
± Асо |
|
|
|
|
|
|
|
|
" Р П М У У) |
~ |
Д'ПмУ L/ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
вх nэ COS [А(0^ 4" |
|
||
|
# |
|
+ |
Фв о — Фон 0 + |
Афп (01. |
|
(6.6.12) |
||
где |
|
|
|
передачи |
перемножающего устройства от |
||||
КпмУ — коэффициент |
носительно напряжений, действующих на нелинейных элементах. Сравнивая (6.6.11) и (6.6.12) с (6.6.65), (6.6.6), можно сделать
вывод, что рассматриваемый перемножитель в схеме с корреляторами не является идеальным. При этом можно считать, что выходной сиг нал перемножается с копией, имеющей постоянную единичную ампли
туду. Имея это в виду, выше обычно принималось, что Uon |
= aKS0 |
(t) = |
= 1 или ак = 1. Очевидно, что в таких перемножителях |
ввиду |
того, |
что они не осуществляют идеального перемножения смеси на копию сигнала, имеют место потери энергии.
В реальных условиях спектр сигнала не может быть бесконечно широким из-за ряда ограничений (см. гл. 8) и, например, для ФМн ШПС обычно ограничен полосой dz ѴТЭ. Тогда в сигнале будет иметь место паразитная амплитудная модуляция и его энергия будет меньше примерно на 15%. Если такой сигнал принимается схемой с корреля торами с рассмотренными перемножителями, то будут наблюдаться дополнительные потери энергии примерно на 10%.
При использовании опорного напряжения в виде гармонического колебания такие схемы перемножителей выполняют функции смеси телей и синхронных детекторов практически идеально.
6.6.3. Режим работы перемножителей при сильных помехах
Этот режим особенно важен в схемах приема ШПС, так как даже если выполняется предварительная селекция и на УОО приходит помеха только в полосе частот сигнала, то при больших базах сигнала отношение амплитуды сигнала к среднеквадратичному напряжению помехи может быть много меньше единицы (см. § 2.3 и 2.4).
221
При |
часто используемой |
достоверности |
|
|
|
|||
|
и. Н8./£>Ѵ* („„п ; ) ) = |
UJD4* |
(ип) » ( 3 |
4- |
5)-1 |
(6.6.13) |
||
При |
Uon |
п э < |
„э происходит |
подавление |
сигнала |
[2.3]. При |
||
выполнении |
условия |
(6.6.10) |
с учетом (6.6.13) |
и о п н э » |
D[l2 (ип иэ) |
режим диодов определяется опорным напряжением и подавление от сутствует. Поскольку напряжение помех имеет значительные флюк
туации, |
причем |
их максимальное |
значение |
составляет |
ип |
М А К С А; |
|||
« 3D 1 / 2 |
(«„), то должно соблюдаться условие иоп |
н э |
2ы„н э |
м а |
к с или |
||||
«оп нэ ^ 6D1 /2 (ип І І Э ) , т. е. иоп п э ^ (1 4- 2) ] / Б 3 c7s н э |
|
||||||||
и |
|
£/, нв/С/опиэ = |
Тпэ < |
1/(1 -т- 2) ]/Б7 . |
|
(6.6.14) |
|||
Например, при |
БІ 9 = 2000 |
иоп |
н э > |
(50 4- 70) u s „.,. |
|
|
|
||
Основные недостатки, |
вытекающие из (6.6.14), связаны с тем, что |
при этом, как будет показано ниже, незначительное отклонение и не стабильность параметров схем приводят к появлению на выходе пере множителя значительных паразитных напряжений.
6.6.4. Неидеальности перемножителей, обусловленные отклонениями параметров схем
Помимо рассмотренных выше неидеальностей в работе перемно жителя имеют место неидеальности, обусловленные отклонениями и нестабильностью элементов схемы. Наибольшее значение имеют отклонения коэффициента передачи и наличие паразитного напряже ния разбаланса на выходе перемножителя с видеочастотным выходом.
Пример аналитического расчета этих величин удобно рассмотреть с помощью схемы рис. 6.6.1.
Коэффициент передачи такого перемножающего устройства в
первом приближении можно представить выражением |
|
Кпму = /<пк Кп д « - ß - со0 IQo W — f , |
(6.6.15) |
где Кпк — коэффициент передачи предварительного каскада на тран зисторе TT; /(пд — коэффициент передачи диодного перемножителя
[6.2]; ß — коэффициент усиления транзистора |
по току; hn |
— входная |
|||
проводимость транзистора; |
L — индуктивность |
контура |
согласующе |
||
го каскада; |
W — коэффициент трансформации; |
Q3 — эквивалентная |
|||
добротность |
контура; RH г 2 |
— сопротивления |
нагрузки; |
— пря |
|
мое сопротивление диода. |
|
|
|
|
|
Пользуясь методикой, |
приведенной в § 6.5, |
можно найти число |
вые характеристики коэффициента передачи, которые характеризуют его начальные отклонения, а также отклонения при изменении темпе ратуры и времени по известным числовым характеристикам элементов.
222
Из (6.6.15) и (6.5.6) можно получить выражения для дисперсии отно сительного отклонения коэффициента передачи
D |
|
-Dl V ßo |
+ D |
|
|
|
|
|
||
Кпм Уо |
hu. о |
-o |
|
|
||||||
|
+ |
|
|
|
D |
|
|
А ^ ш і |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
I I 0 + 4 і ? ; Д о J |
|
Ягдо |
|
|
о |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
- 2 ^ , 0 ' / 2 |
ßo У |
|
AAi, |
|
(6.6.16) |
|||
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Математическое ожидание отклонения коэффициента усиления от |
||||||||||
расчетного значения, вызванное начальными отклонениями |
элемен |
|||||||||
тов, полагаем равным |
нулю. |
|
|
|
|
|
|
|||
Из (6.6.15) и (6.5.10) можно получить выражения для условного |
||||||||||
математического |
ожидания |
и |
условной |
дисперсии относительного |
||||||
отклонения коэффициента |
усиления от |
температуры: |
|
|||||||
|
д К п м у ( д Т Т |
|
m (ар ) — m (аш) + m (aL) + |
|
||||||
|
m |
КПмУо |
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
m (an) + |
|
|
|
[m(aRln) |
+ m(aRa)]\AT°, |
(6.6.17) |
|||
D |
Д / С П м У ( А Т ° ) |
D (ap ) + D(ahll) |
+ D Ы |
+ D (an ) + |
||||||
|
КПмУ„ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
о + |
4/?гд о |
|
[D(aRin) |
+ D(aRJ\ |
(АТ°)2 . |
(6.6.18) |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Выражения |
для старения |
будут аналогичны с заменой |
aj на с,- |
|||||||
и ДТ° на |
[с использованием (6.6.5) |
и |
(6.5.12)]. |
|
|
Источником паразитного напряжения разбаланса Д£ /р на выходе перемножителя с видеочастотным выходом является опорное напря жение, а причиной его возникновения — разбаланс схемы из-за начальных отклонений параметров элементов и их нестабильности.
Паразитное напряжение на выходе, отнесенное к максимальному
напряжению на выходе при действии сигнала, |
для рассматриваемой |
||||
схемы перемножителя с использованием (6.6.11) и (6.6.14) |
можно опре |
||||
делить выражением |
|
|
|
|
|
Mr, |
иг. |
-и, |
i |
Ru2 |
. (6.6.19) |
и ПмУ |
|
||||
U8 ПмУ |
ѴНЭ V ЯнічМДід! |
|
|||
Дн2 - ИЯг Д 2 |
|||||
Математические ожидания паразитного напряжения, как это |
|||||
видно из (6.6.19), равны нулю. |
|
|
|||
Используя методику и |
результаты § 6.5 и (6.6.19), можно полу |
||||
чить выражения |
для условных дисперсий напряжения |
разбаланса, |
обусловленных начальными отклонениями элементов и изменениями температуры и старением.
223
Для начальных отклонений
D |
Р и |
4R ІП О |
|
и.ПмУ |
Я Н О + 4/? ІД ( |
D AR,! Д H
D |
А/?н н |
(6.6.20) |
|
•^н о |
|
Для температурных |
отклонений |
|
|
|
|
|
|
|
|
4/?,: д о |
X |
|
|
L |
|
s ПыУ |
V 2 |
|
|
|
U |
|
|
|
|||
|
I нэ К н о - М Я Щ о |
|
|
|
||
x 2 [ D ( a « J + |
D(a«H )](AT°)2 |
|
(6.6.21) |
|||
Выражение для |
старения аналогично (6.6.21) с заменой |
aj |
на с7- |
|||
и АТ° на At. |
|
|
|
|
|
|
Результаты количественных расчетов условных и безусловных |
||||||
числовых характеристик отклонения коэффициента передачи |
перемно |
|||||
жителя и паразитного напряжения разбаланса для параметров |
эле |
ментов, приведенных в табл. 6.5.1, сведены в табл. 6.6.1. Там же даны соответствующие потери энергии для случая корреляционного устройст ва распознавания сигналов с неизвестной фазой, определенные с ис пользованием результатов § 6.4:
Т а б л и ц а 6.6.1
<
^ П м У Грубая |
0,25 |
± 0 , 8 |
0 , 3 |
-0,3 |
0 , 1 |
1,2 |
0,5 |
1,6 |
(2 |
дБ) |
3 (4,6 |
дБ) |
|
Точная |
0,05 |
± 0 , 1 |
0,03 |
-0 , 1 |
0,03 |
1 , 1 |
0,07 |
1 ,04 |
|
1,25 |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
(0, |
18 |
дБ) |
(1 |
ДБ) |
|
Грубая |
1 |
|
0,3 |
|
0,2 |
1 ,2 |
1,3 |
|
|
|
|
|
|
Точная |
0,2 |
|
0 , 1 |
|
0,05 |
1 . 1 |
0,25 |
|
1,3 |
|
5 |
(7 |
дБ) |
|
|
|
|
|
|
|
|
(1,1 |
ДБ) |
|
|
|
*) £ —коэффициент, учитывающий действие остальных дестабилизирующих факторов (влажности, запыленности и т. д) .
6.7. Интегрирующие устройства
6.7.1. Принцип действия интеграторов
Видеочастотное интегрирующее устройство, входящее в видео частотный коррелятор, должно выполнять операцию интегрирования
мгновенных значений входного |
напряжения и в х |
В И У |
|
t |
|
" В И У (0 = |
КВИУ ^ "вх В И У [t)dt. |
(6.7.1) |
|
ô |
|
224