Файл: Шумоподобные сигналы в системах передачи информации..pdf

Радиочастотные интегрирующие устройства выполняются на оди­ ночных контурах как с последовательным, так и с параллельным ре­ зонансом.

Так как в реальных условиях производится прием не одного ин­ формационного сигнала, а их последовательности, то для создания нулевых начальных условий при приеме каждого из сигналов напря­ жение, накопленное интегратором за время действия предшествующего сигнала или помехи, должно быть «сброшено». Отказ от сброса упрощает схему, но приводит к потерям энергии почти в два раза (— 3 дБ) [6.1].

Для осуществления сброса в интегрирующих устройствах обычно применяются транзисторные ключи [6.3, 6.4], иногда применяются диодные ключи, и при большой длительности сигналов могут использо­ ваться электромагнитные реле. Хорошие результаты дает примене­ ние МОП-транзисторов.

Рис. 6.7.1.

Пример схемы видеочастотного интегрирующего устройства при­ веден на рис. 6.7.1. Каскад на транзисторе 77 служит для согласо­ вания. Усилитель (У) на транзисторах ТЗ и Т4 компенсирует малень­ кий коэффициент передачи инерционной цепи. Т2 работает в ключевом режиме.

Следует отметить, что для интегрирования видеочастотных напря­ жений разного знака подобные схемы могут быть использованы только при фиксированной длительности сигнала (что обычно справедливо для УОО шумоподобных сигналов), так как только в этом случае может быть учтен результат интегрирования напряжения покоя первого каскада, в противном случае необходимо использование двухканальных интеграторов с раздельным интегрированием напряжений разных знаков и последующим суммированием или МОП-транзисторов.

Усилитель, изображенный на рис. 6.7.1, целесообразно реализо­ вать на интегральных схемах. При этом удается обеспечить большую стабильность параметров и меньший дрейф нуля [6.5].

На рис. 6.7.2 дан пример схемы радиочастотного интегрирую­ щего устройства с контуром параллельного резонанса. Сброс колебаний в интегрирующем контуре осуществляется балансным ключом на транзисторах Т2 и ТЗ.

226

Так как реальная добротность обычных контуров в диапазоне 0,1—10 МГц не превышает 100—150, то для интегрирования сигналов, имеющих большую длительность, приходится для уменьшения эффек­ тивной полосы контура либо значительно снижать частоту поднесущей, что не всегда удобно, либо переходить на кварцевые фильтры. При применении кварцевых фильтров сложно получить эффективный сброс колебаний в момент окончания сигнала. Поэтому в таких схемах обыч-

Рис. 6.7.2.

но осуществляется комбинированный способ гашения колебаний, когда наряду с введением в контур с последовательным резонансом сопро­ тивления большой величины замыкается цепь отрицательной обратной связи, чем обеспечивается достаточно высокая скорость затухания коле­ баний в контуре [6.1].

6.7.3. Основные неидеальности интегрирующих устройств,

влияющие на потери

Основными неидеальностями интегрирующих устройств являют­ ся: неточность выполнения операции интегрирования, включая режим «сброса», отклонения коэффициента передачи и наличие в видеочастот­ ных интеграторах паразитной постоянной составляющей.

Потери из-за неидеальности выполнения операции интегрирования при использовании инерционной цепи количественно могут быть просто оценены в предположении воздействия на входе видеочастотного инте­ гратора прямоугольного видеоимпульса, а на входе радиочастотного интегратора радиоимпульса с прямоугольной огибающей. Случай такого воздействия не только нагляден, но и является наиболее часто встречающимся в корреляционных схемах. Тогда процесс интегриро­ вания в видеочастотном интеграторе определяется выражением

где Ку — коэффициент усиления усилителя, входящего в интегрирую­ щее устройство.

т. е. интегрирование выполняется практически точно.

Для радиочастотного интегратора получается аналогичный ре­ зультат, причем Т\\ та 1/4А/,|ф — Q/л/,, 0 , где А / а ф — эффективная по­ лоса пропускания.

Отклонение от идеальности выполнения операции интегрирования при невыполнении условия Ts « Т\\ приводит к потерям энергии,

конечной величиной длительности времени сброса. При этом умень­ шается время интегрирования и очевидно, что

величиной соотношения между сопротивлениями открытого и закры­ того ключа. Для приведенных выше схем довольно просто удается

шено последовательным включением развязанных параллельных или последовательных ключей и их комбинацией [6.3, 6.4].

Существенное влияние на потери оказывают отклонения коэффи­ циента передачи интегрирующего устройства от идеального значения и паразитная постоянная составляющая (см. выше), величины которых зависят от конкретной схемы и от параметров входящих в нее элементов.

чить количественные характеристики отклонений коэффициента пере­ дачи и величины паразитной постоянной составляющей в различных условиях. Ориентировочные значения для видеочастотного и радио­ частотного интегрирующих устройств, схемы которых приведены соот­ ветственно на рис. 6.7.1 и 6.7.2, сведены в табл. 6.7.1.

228

6.8. Суммирующие, вычитающие, квадрирующие,

стробирующие устройства и устройства принятия решения

6.8.1. Квадрирующие устройства

Квадратор должен выполнять операцию

Для точного выполнения этой операции могут быть использованы квадрирующие устройства, применяющиеся в аналоговой вычислитель­ ной технике [6.15], но в большинстве случаев они сложны и громоздки.

В схемах приема ШПС целесообраз­ нее применять сравнительно простые устройства, у которых выходное на­ пряжение в первом приближении про­ порционально модулю входного, т. е.

Пример простой схемы квадрирующего устройства приведен на рис. 6.8.1. Функциональная зависимость между входным и выходным напряжением определяется режимом и характеристиками диодов Д1 и Д2 и транзисторов Т1 и Т2 и величинами входных напряжений. При соответствующем их подборе эта зависимость является промежу-

229