Файл: Шумоподобные сигналы в системах передачи информации..pdf

Скачать файл
Заказать решение

ВУЗ: Не указан

Категория: Не указан

Дисциплина: Не указана

Добавлен: 10.04.2024

Просмотров: 224

Скачиваний: 0

ВНИМАНИЕ! Если данный файл нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам.

бинарных видеочастотных сигналов, может быть синтезирован видео­ частотный согласованный фильтр. Его структурная схема аналогична приведенной на рис. 6.9.2, с той разницей, что перед многоотводной линией задержки должен находиться видеочастотный предваритель­ ный фильтр с частотной характеристикой sin io7VcoTs. Фазоинверсный каскад (ФИ) при этом выполняет роль инвертора знака напряжения.

Рис. 6.9.3.

На рис. 6.9.3 приведен пример принципиальной схемы радио­ частотного согласованного фильтра на МЛЗ для обработки радиочастот­ ного сигнала, фаза которого проманппулирована по тринадцатиэлементному коду Баркера.

Для случая когерентных ЧМн сигналов, которые удобно пред­

ставлять как совокупность N э

элементов разной частоты с различны­

ми, но строго определенными

фазами Аф,, [6.7], можно

записать

Зх

 

 

МЛЗ

s(0 = S S(t-jT3)

cos[(w,o +

4-1

\4>8,

+ А ^ ) ( ^ - / Т э ) + Аф,

(t-jTa)].

Тогда импульсная переходная характеристика фильтра, согласо­ ванного с таким сигналом, должна иметь вид

т т т

о

Вых

W ) = s ( 7 W ) = S S ( T W +

СУ

 

 

 

7=1

 

 

 

+

jTa)

cos

[(со, О + ACÛJ)

(Ts

—

 

 

 

Рис.

6.9.4.

 

-

t +

jTa)

+ à<Ps (Ta -

t+jT

э)]

236

и может быть сформирована устройством, состоящим из линии задерж­

ки с Ng

— 1 отводами, в каждом отводе которой должны находиться

фильтр

(Ф) и фазосдвигающее устройство (ФВ), и суммирующего уст­

ройства

(СУ) (рис. 6.9.4). Фильтры в отводах должны иметь среднюю

частоту настройки, равную cos 0 + Асо,, и амплитудно-частотную ха­ рактеристику sin (со — cos g — А со,-) 7У(ш — м8 0 — А со,-) Тэ. Эти

sfé)

T f w m

/У,-1

y.

У1-

t--rs

Рис. 6.9.5.

фильтры формируют на отводах из входного дельта-импульса радио­ частотные импульсы с прямоугольной огибающей соответствующей частоты. Фазосдвигающие устройства должны обеспечивать необхо­ димый сдвиг фазы в отводах. Если сигнал сформирован так, что в мо­ мент окончания сигнала все Аф^ == 0, то необходимость в фазосдвигающих устройствах отпадает.

Физический' смысл работы такой схемы при подаче на ее вход сигнала может быть объяснен следующим образом (рис. 6.9.5). В мо­ мент t = Ts весь сигнал записан в линии задержки. При этом на вы­ ходе фильтров в каждом отводе оптимально выделились соответствую­ щие частотные импульсы, которые, проходя через фазовращатели,

237

складываются на сумматоре в этот момент в фазе, образуя основной выброс корреляционной функции. Причем из-за разности частот сум­ мируемых с отводов напряжений эта синфазность быстро нарушается и получающийся отклик со сложно изменяющейся огибающей имеет

ширину

основного выброса, значительно меньшую Тъ

и равную

2Tg/Ng

. Этим иллюстрируется отличие ЧМн сигналов от ФМн сиг­

налов, так как для ЧМн сигналов с числом элементов N0

база равна

Б 8 = N1

 

Из результатов синтеза СФ следует, что они имеют следующие основные части: предварительный фильтр пли для случая ЧМн сиг­ налов — фильтры в отводах, фазовращатели, фазоинверторы или инверторы знака, сумматор, аттенюаторы, усилители и многоотвод­ ную линию задержки, являющуюся основной наиболее специфичной частью согласованного фильтра.

Как показала практика, работа схемы оптимальной обработки сигнала с СФ на многоотводных линиях задержки определяется в пер­ вую очередь паразитными параметрами, отклонениями и нестабильностями параметров МЛЗ. Для того чтобы получить исходные данные для анализа влияния этих факторов на работу УОО, полезно коротко рассмотреть основные особенности, свойства и характеристики распро­ страненных линий задержки, имеющие значение для использования их в СФ, а именно: величину задержки, возможность создания боль­ шого числа отводов, амплитудно-частотные характеристики (широкополосность), точность и стабильность задержки, коэффициент пере­ дачи, габариты, вес и сложность.

 

 

 

Задержка

 

 

Полоса

 

 

Тип многоотводной

Коли­

Задержка

частот

Начальные

 

отдельного

 

 

в (МГц)

 

 

 

 

 

типового

чество

между от­

при за­

отклонения

«

линии

задержки

держке,

звена или

 

 

указанной

 

<

 

 

 

отводов

водами

задержки, %

 

 

 

линии, мкс

в скобках

M

 

 

 

 

 

 

 

(Мкс)

 

К

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Электрические

0,05—4

5—20

0,01—0,1 1 ( 4 ) -

2 - 2 0 *

2—4

 

 

 

 

 

 

 

4(0,5)

 

 

Ультразвуковые:

 

 

 

 

 

 

 

магнитострикци-

до

ІО2 —Ю3

20—100

0,5—2

0,05—1

0,05—0,1

—

онные

 

до

20—100

и до 200

и до 3—5

 

 

пьезоэлектричес­

до 100

 

до 20

0,02—0,07

 

кие

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Микроэлектрон­

до 100

100 и

0,1 и

2—20

 

 

ные

пьезоэлект­

и

больше

больше

больше

 

 

 

рические

с напы­

 

 

 

 

 

 

 

ленными

преоб­

 

 

 

 

 

 

 

разователями

 

 

 

 

 

 

 

238

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Наибольшее

применение в фильтрах получили

электрические

и ультразвуковые

линии задержки.

 

 

Электрические линии задержки представляют собой типовые зве­

нья

с задержкой

от долей микросекунд до нескольких микросекунд

как

с небольшим числом отводов, так и без отводов.

Многоотводную

линию задержки набирают путем последовательного соединения ти­ повых звеньев. Для больших величин задержки эти линии получаются громоздкими и имеют значительный вес. Кроме того, электрические линии задержки имеют существенно ограниченную полосу пропуска­ ния, ширина которой тем меньше, чем больше задержка. В связи с огра­ ниченной полосой частот и формой амплитудно-частотной характери­ стики эти линии в основном применяются в видеочастотных согласо­ ванных фильтрах.

В ультразвуковых линиях задержки производится преобразова­ ние электрических колебаний в ультразвуковые, распространяющиеся по звуководу из металла, кварца и т. п., и обратное преобразование ультразвуковых волн в электрические колебания [6.20]. По типу пре­ образователей, осуществляющих преобразование электрических коле­ баний в ультразвуковые и обратно, и соответствующего им звуковода эти линии разделяют на линии с магнитострикционными и пьезоэлек­ трическими преобразователями. Устанавливая преобразователи по длине линии, можно получать многоотводную линию. Поскольку скорость распространения акустических волн значительно меньше, чем электромагнитных, в ультразвуковых линиях можно получить значительные задержки при сравнительно небольших размерах звуко-

 

 

 

 

 

 

 

Таблица

6.9.1

 

 

Средняя

дБ

Отклонения

Статистические харак­

Статистические

 

 

Затухание,

задержки, %

 

 

частота.

теристики

темпера­

характеристи­

О 1 / 2 ( д т н і / т 1 0 )

(в диапазоне

турной стабильности

ки старения

 

 

 

 

 

температур,

 

 

МГц

 

1 0 - е

,p

с

1 0 — 6

1/ч

 

 

 

°С)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

i

 

1

 

 

 

 

 

пг(а%\)

 

D"2 X

гп(сх\)

D 2 X

1 0 — 2 — 1 О - 1

ДО 1—10

3—6

0,2—5

 

 

х(*ті>

 

 

 

 

 

 

(—60+80)

50—200

 

- 5 0

+ 10

2

 

 

 

 

 

 

( 2 - 5 )

10~4

ДО

70-80

 

—(50—100)

10—20

 

 

 

 

0,5—3

 

 

 

 

 

—

—

(1—3)

10~4

выше

70—80

 

—(50—60)

 

10—15

 

 

5—10

 

 

 

 

 

 

 

(0,5—5) 10~4

10—500

5 - 7

 

 

 

 

 

 

239

вода. Ультразвуковые линии задержки работают на высоких частотах и имеют обычно значительную широкополосность, ограниченную в ос­ новном конструкцией преобразователей. Рабочая частота в ультра­ звуковых линиях задержки составляет от 100 кГц до 10 МГц, ширина полосы примерно 10—20% от рабочей частоты. На этих линиях задерж­ ки выполняются радиочастотные согласованные фильтры. Развитие микроэлектроники позволило создать новый тип ультразвуковых линий задержки поверхностных воли с напыленными «гребенчатыми» преобразователями, отличающимися очень большой эффективностью преобразования [6.10, 6.17, 6.18, 6.211. Компактность, высокая точ­ ность изготовления, технологичность, небольшое затухание при боль­ шом числе отводов и ряд других преимуществ делают эти линии перспективными для применения в СФ.

. Более подробные сведения о конструкциях и характеристиках электрических и ультразвуковых линий задержки применительно к формированию и оптимальному приему сложных сигналов можно найти в работах [6.6,6.7,6.10,6.11,6.17—6.211. В табл. 6.9.1 приве­ дены наиболее важные при создании СФ для ШПС характеристики некоторых из них.

6.10. Потери, обусловленные неидеальностью со­

гласованных фильтров на многоотводных линиях задержки

Потери достоверности и энергии, присущие реальным согласован­ ным фильтрам на МЛЗ, обусловлены в основном отклонением величин задержки на отводах МЛЗ, неидеальностью частотной характеристики предварительного фильтра (в случае ФМн сигналов) и фильтров в от­ водах (в случае ЧМн сигналов).

Кроме того, как показано в § 6.4, 6.5, 6.8, могут оказывать су­ щественное влияние отклонения общего коэффициента передачи со­ гласованного фильтра и неидеальности суммирования.

6.10.1. Потери энергии,

обусловленные неидеальностью амплитудно-частотных характеристик фильтров

Предварительный фильтр для ШПС с бинарной фазовой манипу­ ляцией в предположении, что элементы сигнала имеют форму огибаю­ щей, близкую к прямоугольной, в идеальном случае должен иметь

амплитудно-частотную

характеристику

sin [(со — cos „) Тэ]/(<л —

•— cos о) Тэ на радиочастоте или sin аТэ/юТэ

на видеочастоте, которая

может быть реализована схемой, состоящей из интегратора и вычитаю­ щего устройства, на один вход которого сигнал с интегратора подается

непосредственно,

а на второй — с задержкой на Тэ [2.1].

На практике

в качестве предварительного фильтра обычно исполь­

зуются квазиоптимальные фильтры, роль которых могут выполнять фильтры УПЧ приемника.

Полоса пропускания квазиоптимального предварительного филь-

240

тра должна выбираться с учетом формы его амплитудно-частотной характеристики так, чтобы обеспечивался максимум отношения сиг­ нал/помеха на выходе СФ в момент окончания сигнала.

Форма и ширина полосы пропускания предварительного фильтра оказывают также существенное влияние на ширину основного выброса и на уровень боковых выбросов, которое рассмотрено в гл. 8.

Известны значения оптимальной полосы пропускания фильтров с различной формой амплитудно-частотной характеристики, квази­ оптимальных для приема одиночных импульсов с прямоугольной оги­ бающей [6.1, 7.9].

Выбор оптимальной полосы квазиоптимального предваритель­ ного фильтра в СФ для ШПС имеет ряд особенностей, так как в рас­ сматриваемом случае через предварительный фильтр проходит псевдо­ случайная последовательность элементов, составляющая ШПС, в ко­

торой содержатся различные по длительности блоки одинаковых

(рав-

_ нофазных, равнозначных) элементов. Причем, как показали

исследо­

вания типичных ФМн ШПС, 1/4 блоков имеет длительность Тэ

(оди­

ночные элементы), 1/8—2ТЭ (двойные элементы), 1/16

— ЗТЭ

и т. д.

Следовательно, в момент снятия отсчета с СФ на сумматор

поступают

напряжения, 1/2 которых накапливалась время Тэ

(все

одиночные

элементы

и первые элементы в более длинных

блоках),

1/4 —

2Та,

1/8 — 3 7 э

и т. д., что должно учитываться при

анализе выбора

опти­

мальной

полосы.

 

 

 

 

 

Учитывая, что при большой базе сигнала в сумматоре происходит

усреднение результатов, можно рассматривать

средние значения от­

кликов на элементы сигнала.

Рассмотрим вопросы оптимизации полосы квазиоптимального предварительного фильтра для трех характерных случаев, когда его форма близка к характеристике: одиночного контура (1К), двухконтурного фильтра (2К) при критической связи или многоконтурного фильтра (МК) с характеристикой, близкой к прямоугольной, либо их видео­

частотных

аналогов: /?С-фильтра,

LC-фильтра,

многозвенного

LC-фильтра.

 

 

 

 

 

 

1. Одноконтурный фильтр. Отклики такого фильтра на очеред­

ной блок элементов сигнала уэ1,

уЭ2,

уэп

можно рассматривать со­

стоящими из составляющих а э 1 ,

аэ2,

аЪп,

обусловленных накопле­

нием элементов данного блока за время ТЭ,2ТЭ

и т. д., и составляющих

del,

аэ2,

dan,

обусловленных затуханием отклика на

предшествую­

щий

блок за те же интервалы времени, как это показано на рис. 6.10.1.

 

Используя известные выражения для отклика одиночного конту­

ра (или RC-neuw)

на импульсы с прямоугольной огибающей единичной

амплитуды, можно получить, что средний отклик на элемент для псевдо­

случайной последовательности (ПСП) будет определяться

выражением

т(уъ)

= т(а)—т(а)=

1 — [1 + m ( 6 6 ) l X

 

" = к э

маис

 

 

х

2

^ е х р ( - 4 А / э ф У Т э ) .

(6.10.1)

где к э — количество

элементов в

блоке.

241

 

 

 

 

Смотрите также файлы