= 28.3;
R5 = |Kuи| R4 = 28.35.308 = 150,216 кОм
Для не инвертирующего РУ.
R3 = = 50кОм

R1 = 1 кОм, тогда R2 = (Kuни-1)*R1 = 27,3 кОм
Конденсатор С1 становится «проходным» на более низких частотах, чем конденсатор С2, и тем самым практически не влияет на нижнюю граничную частоту :
= 10/(2*3.14*1*0.5) = 3.2 Гц,

6. 
   Моделирование усилителей переменного тока в сети Multisim
   

6.1 Усилитель с одной усилительной подсхемой.

Значения R1, R2, R3, С1 и С2 рассчитаны ранее, в разделе 1.2

Экспериментально определим коэффициент усиления в полосе пропускания Ки, нижнюю граничную частоту полосы пропускания fн, верхнюю граничную частота fв для схемы, изображенной на рис. 4.1, и сравним полученные результаты с данными из задания на курсовое проектирование.





Рис. 4.1



Рис 4.2



Рис. 4.3

Кu=58,014 дБ;

fн = 69.103 Гц;

fв = 1.067 кГц;

Как видно из полученных результатов, fв намного меньше заданной. Следовательно, схема усилителя на базе одного неинвертирующего РУ, представленная на рис. 4.1 не подходит, т.к. не удается получить необходимую верхнюю граничную частоту.

---

6.2 Усилитель с двумя усилительными подсхемами.

Значения R1, R2, R3, С1 и С2 рассчитаны ранее, в разделе 1.3

Экспериментально определим коэффициент усиления в полосе пропускания Кu, нижнюю граничную частоту полосы пропускания fн, верхнюю граничную частоту fв для схемы, изображенной на рис. 5.1, и сравним полученные результаты с данными из задания на курсовое проектирование.



Рис. 5.1


Рис. 5.2

Кu=57,851 дБ;

fн = 1,397 Гц;

fв = 23,207 кГц;

Как видно из полученных результатов, усилитель, состоящий из двух усилительных подсхем, имеет верхнюю граничную частоту fв намного больше по сравнению с усилителем с одним не инвертирующим РУ, а именно

fв = 23,207 кГц. Полученная частота соответствует заданной по техническому заданию (fв должна быть не менее 22 кГц). Следовательно, схема усилителя переменного тока, представленная на рис. 5.1, подходит.

7. 
   Экспериментальное исследование усилителя переменного тока с использованием учебной лабораторной станции виртуальных приборов NI ELVIS
   

1. 
   Усилитель на одном не инвертирующем РУ
   

Рис. 6.1

Верхняя граничная частота усилителя небольшая (см. рис. 6.1) и равна 997,63 Гц. При использовании одного неинвертирующего РУ в качестве усилителя переменного тока удается получить одновременно большой коэффициент усиления и большое входное сопротивление усилителя, но при этом возникают трудности в реализации высокой верхней граничной частоты. Как следует из частотной характеристики усилителя, чем выше коэффициент усиления усилителя переменного тока, тем меньше у него верхняя граничная частота.

2. 
   Усилитель на одном неинвертирующем и одном
   

инвертирующем РУ

Верхняя граничная частота усилителя на двух усилительных подсхемах намного больше верхней граничной частоты усилителя на одном неинвертирующем РУ (см. рис.6.2) и равна

---

=31547,87 Гц. Это доказывает, что усилитель, построенный на не инвертирующем и инвертирующем РУ является наиболее высококачественным и эффективным за счет того, что одновременно обеспечивает большой коэффициент усиления, большое входное сопротивление и наиболее широкую полосу пропускания.


Рис. 6.2

8. 
   Проектирование мощного выходного каскада усилителя
   

На рисунке 7.1 представлена схема усилителя на двух ОУ с мощным выходным каскадом (ВК). Для экономии места на рисунке не приведена усилительная подсхема (DA1; R1; R2; R3; С1)



Рис. 7.1
Выходной каскад (VT1 – VT4; R6 – R9) предназначен для получения большого тока нагрузки: = 1 – 1,5 А. Интегральный операционный усилитель DA2 серии 741 имеет максимальный ток нагрузки: = 10 – 20 мА, что явно недостаточно для нашего усилителя. ВК усиливает только по току; по напряжению его коэффициент передачи близок к 1 (повторитель напряжения). Действительно, VT1 и VT3 по одному и VT2 и VT4 по другому пути – каскады с общим коллектором, не инвертируют, KU≈1. ВК на рисунке 7.2 – двухтактный каскад режима класса АВ.

При UВЫХ > 0 (полярность без скобок) VT3 – в активном усилительном режиме, VT4 – в отсечке, ток нагрузки IН течет по цепи: +UИП – коллектор-эммитер VT3 – R8 – RН – общая шина. При UВЫХ < 0 VT3 – в отсечке, VT4 – в активном усилительном режиме, ток нагрузки IН течет по цепи: общая шина – RН – R9 – эммитер-коллектор VT4 – –UИП. Наличие двух источников питания позволяет обеспечивать двухполярный диапазон изменения выходного напряжения –10B≤ UВЫХ ≤ 10В.

Режим класса АВ создается введением транзисторов VT1, VT2. Падение напряжения UAB = UЭБ1 + UЭБ2 ≈ 0,6 + 0,6 = 1,2 В приоткрывает транзисторы VT3 и VT4 при UВЫХ = 0. Через них течет некоторый начальный сквозной ток I0, при этом рабочая точка транзисторов VT3 и VT4 выводится на начало линейного участка, что минимизирует нелинейные искажения UВЫХ ВК и всего усилителя. Резисторы R8 и R9 необходимы для ограничения сквозного тока I0.

---

Рис. 7.2
Расчет выходного каскада
Дано:

U_{вых.макс} = 10 (В)

I_{н. макс} = 1 (А), I_э ≈ I_к,

β_мин = I_к/I_б = 100 (для всех транзисторов). β – статический коэффициент передачи по току транзистора в схеме с общим эмиттером.

Определим минимальное сопротивление нагрузки:

R_н.макс = = = 10 (Ом)

Сопротивление R₆ выбираем из условия обеспечения напряжения U_{вых.макс} = 10 (В) при I_н = I_н.макс. В этом режиме через транзистор VT1 течёт минимальный ток I_э1.мин. Зададимся минимальным током I_э1.мин = 2 (мА). Более маленькое значение брать нельзя, потому что транзистор теряет усилительные свойства. При этом в цепи VT3 течёт максимальный ток:

I_{БЗ.макс} = = = 10 (мА) (I_кз ≈ I_эз = I_н.макс)

I_R6 = I_э1.мин + I_{БЗ.макс} = 2 (мА) + 10 (мА) = 12 (мА)
В этом режиме из II закона Кирхгофа:

U_ип = U_R6 +U_ЭБ.З + U_R8 +U_{вых.макс}

U_ЭБ.З = 0,8 (В), U_R ≈ 0,2 (В)

U_R6 = U_ип - U_R8 - U_ЭБ.З - U_{вых.макс} = 15 - 0,2 - 0,8 - 10 = 4 (В)

R₆ = U_R6/I_R6 =

---

= 333 (Ом)

Сопротивление в резисторах не более трёх значащих цифр, так как точность их изготовления – 5-10%. Округляем значение сопротивления от

333 (Ом) до 330 (Ом), номинала из ряда E24.

Аналогичным образом определим R₇, R₈ из условия обеспечения напряжения –U_ВЫХ.М = (– 10) В. I_Н = –I_НМ = –1 (А). β_мин.3 = β_мин.4.

R₇ ≈ R₆= 330 (Ом)

I_R8 ≈ I_н.макс=1 (А)

R₉ = R₈ ≈ U_R8 / I_н.макс= 0,2 / 1 = 0,200 (Ом)

Максимальные мощности, рассеиваемые на элементах ВК

Мощность рассеяния на коллекторе транзистора P_K = I_K U_КЭ, где I_K – ток коллектора, U_КЭ – напряжение коллектор-эммитер.

Р_{КЗ.макс} ≈ Р_К4.макс ≈ = = 281,25 (Вт)

Транзисторы VT3, VT4 нужно устанавливать на теплоотвод, поскольку допустимая мощность рассеяния на транзисторе без теплоотвода как правило не превышает 2 - 4 (Вт).

Р_К2.макс ≈ Р_К1.макс ≈ = = 0,682 (Вт).

Транзисторы VT1 и VT2 можно использовать без теплоотвода.

Определим максимальную мощность на резисторе R₆ при U_ВЫХ = –U_{ВЫХ.макс}

U_ип = U_R6макс + U_ЭБ.1 + U_ЭБ2 - U_ЭБ.4 - U_R9 -U_{ВЫХ.макс.}

U_R6макс = U_ип + U_{вых.макс} + U_ЭБ.4 + U_R9 - U_ЭБ.1 - U_ЭБ2 = 15 + 10 + 0,8 + 0,2 – 0,6 - 0,6 = 24,8 (Вт) ≈ 25 (Вт)

Р_7макс ≈ P_R6макс=

---

Смотрите также файлы

• Устав проекта Проект школьного питания Группа управления проектом.docx

• 3 Наши семейные ценности.docx

• 1. Жалпы білім беретін мектептерде информатиканы оыту масаты.docx

• Ориентированные графы.docx

• Прошло времени 14 мин. 30 сек.pdf