Файл: Маграчев З.В. Аналоговые измерительные преобразователи одиночных сигналов.pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 27.06.2024
Просмотров: 94
Скачиваний: 0
стабильность можно не учитывать. Из выражения (5-30) найдем погрешность от указанных нестабильностей:
ЬГа (Ш й, А Е )^ (К а ~ 1)(Ш а - Ь Е ) У л - ^ ( К л - |
\)Ьиа Ц \ |
|
(5-33) |
&Та {Ьхи Дтг) = (Ка— 1) (бтг—6 ti). |
(5-34) |
Из полученных выражений видно, что нестабильность функции преобразования линейно зависит от величины коэффициента преобразования; это накладывает жест кие требования на стабильность структуры преобразова теля и не позволяет реализовать высокое разрешение при больших коэффициентах преобразования. Так, на пример, из выражения (5-33) видно, что даже при срав нительно низком значении /<п=Ю н UnjE = 10~3 одно процентное разрешение может быть достигнуто при ста
бильности |
порога срабатывания схемы |
сравнения |
|
6£/п< 1 % , |
что практически трудно реализуемо. Из вы |
||
ражения |
(5-34) |
видно, что такое же разрешение при |
|
Кп= 1 0 может |
быть достигнуто при суммарной неста |
||
бильности |
постоянных времени RC-цепей |
менее 0,1 %. |
Это требование также является достаточно жестким. Проведенный анализ показывает, что удовлетвори
тельные метрологические характеристики в верньерных преобразователях с экспоненциальными функциями мо гут быть достигнуты при низких значениях Кп, что со ответственно сужает область их использования в наносекундном диапазоне.
Упрощенная схема верньерного преобразователя дру гого типа приведена на рис. 5-6,в. В этой схеме используются синусоидальные функции вида
и , |
sin со,if; |
|
(5-35) |
|
U2(t) = U m„sin [ax, |
(t — 4 )], |
|||
|
где
«, = 1/КАСГО, = 1/K4A •
Включение синусоидальных напряжений производит ся размыканием ключей К л{ и Клг. В моменты появле ния старт- и стоп-импульсов. Как и в предыдущей схе ме, здесь используется принцип амплитудного сравне ния, т. е. выявляется момент равенства мгновенного значения двух функций. Коэффициент преобразования
132
Определяется выражением
(5-36)
В рассмотренной схеме можно обеспечить достаточ но высокую стабильность коэффициента преобразования, так как он определяется отношением частот coi/a>2 в от личие от схемы (рис. 5-6,а), где стабильность коэффи циента преобразования зависит от стабильности отноше ния постоянных времени заряда. Из формулы (5-36) нетрудно найти погрешность, вносимую нестабильностью параметров LC-контуров.
б7’п(Дсаь Дсо2) = —0,5(КП—1) (5т,—бт2), |
(5-37) |
где T, = LiC,; хг=ЬчС%.
Отсюда видно, что влияние нестабильности элементов схемы на погрешность у преобразователя с синусоидаль
ной функцией вдвое |
меньше, |
чем у преобразователя |
с экспоненциальной |
функцией. |
Однако погрешности, |
связанные с чувствительностью схемы сравнения и флюк туациями порога ее срабатывания Un, так же как и в предыдущей схеме, пропорциональны коэффициенту пре образования и ограничивают его максимальное значение величиной /Сп.макс= Ю. Кроме того, в схемах на конту рах ударного возбуждения амплитуда колебаний в кон туре зависит от начального значения тока, протекаю щего через катушку индуктивности. Этот ток зависит от напряжения питания Е и внутреннего сопротивления ключей Кл 1 и Клг, которые трудно сделать идентичны ми и высокостабильными. В результате не обеспечива ется с необходимой точностью условие Hm,= 5/m2, что приводит к дополнительной погрешности [Л. 8 8 ].
Преобразователи с линейными функциями напряже ния по существу являются модификацией перечисленных выше схем с тем отличием, что при этом используется лишь начальный участок экспоненциальной пли синусои дальной функции, который в первом приближении мож но считать линейным. При этом сохраняются преимуще ства, присущие основной схеме и существенно уменьша ются погрешности, вносимые схемой сравнения при больших коэффициентах преобразования.
Недостаточная экономичность линейных преобразова телей (малый коэффициент использования напряжения)
133
является существенным недостатком таких преобразова телей. Общим недостатком рассмотренных устройств является трудность получения высоких коэффициентов преобразования вследствие нестабильности структуры преобразователей.
В связи с изложенным представляет интерес вопрос каскадирования подобных преобразователей. При нор мальном законе распределения суммарной погрешности и ее частных составляющих, что обычно имеет место в реальных условиях, суммарная погрешность т-ка скадного преобразователя, определяемая каждым из рассмотренных выше факторов, равна:
где бг — относительное изменение дестабилизирующего фактора; о,- — коэффициент пропорциональности; I{ni — коэффициент преобразования i-ro каскада.
В случае идентичных каскадов
Зт = |
\'т OiKaibi. |
(5-39) |
Для однокаскадного |
преобразователя с |
коэффициен |
том преобразования /(„ = |
/('” погрешность |
составляет: |
а = |
1цК"б£. |
(5-40) |
Как следует из формул (5-39) и (5-40), погрешность однокаскадного преобразователя превышает погреш ность m-каскадного преобразователя с аналогичными техническими характеристиками в v раз:
_ i _
v = K,n- lm 2 . nt
Например, для in = 3 и Кп=1 000 v= 58. Это позволя ет использовать каскадное включение верньерных пре образователей и реализовать высокий коэффициент пре образования при относительно низких погрешностях. Однако при этом схема, конструкция и настройка пре образователя несколько усложняются, а его надежность падает.
134
Накопительные |
ме |
Вхо91 |
||||
тоды |
преобразования. |
|||||
|
||||||
Как видно из приведен |
|
|||||
ной на рис. 5-4 класси |
|
|||||
фикации, в качестве на |
|
|||||
копительного |
элемента |
|
||||
могут |
быть |
использо |
|
|||
ваны конденсатор, ин |
|
|||||
дуктивность |
или полу |
|
||||
проводниковый |
|
при |
|
|||
бор с накоплением за |
|
|||||
ряда. |
В [Л. 96, |
97] опи |
б) |
|||
саны, |
например, |
пре |
||||
образователи, в кото |
Рис. 5-7. Преобразователи. |
|||||
рых |
используется |
эф |
а -*■ с накоплением заряда: б — с индук |
|||
фект |
накопления неос |
тивным накопителем. |
||||
новных носителей в ба |
|
|||||
зе транзистора. |
Схема |
|
такого устройства приведена на рис. 5-7,а. В этой схеме триггер Тг формирует отрицательный импульс длитель ностью, равной измеряемому интервалу времени между сигналами, поступающими на входы 1 и 2. Этот импульс через диод Д прикладывается к базе транзистора Т и вызывает приток неосновных носителей в базу. Коли
чество заряда, накопленного в базе, является |
функцией |
||
измеряемого интервала вр’емени: |
|
||
Q = |
f’6Tp ( l “ |
е Р ) ’ |
(5-41) |
где 1б — ток базы во |
время |
измеряемого |
интервала; |
тр — время жизни неосновных носителей.
При обеспечении условия ^ц<Стр заряд, накоплен ный на базе, можно считать пропорциональным изме
ряемому интервалу: |
|
Q= i6tK. |
(5-42) |
Рассасывание носителей производится током коллек тора, в цепь которого включен стабилизатор тока СТ. Поскольку ток рассасывания постоянен, напряжение на коллекторе будет изменяться по линейному закону. Окончание рассасывания фиксируется амплитудным ди скриминатором АД, который срабатывает при напряже нии на коллекторе, равном нулю. Диод Д в данной схе-
135
ме необходим для предотвращения рассасывания заря да Q через базовую цепь транзистора.
Рассмотренный метод имеет ряд недостатков, огра ничивающих его использование в радиоизмерительной технике. Так, для получения линейного преобразования необходимо, чтобы выполнялось условие ^и-СТр, что труд но обеспечить в широком диапазоне измеряемых вели чин. В связи с этим расширение пределов измерения возможно лишь путем замены типа транзистора (с дру гим временем жизни тР-).
Кроме того, наличие значительной емкости перехода эмиттер — база у транзистора приводит к рассасыва нию части накопленного в базе заряда за счет переза ряда этой емкости в момент окончания измеряемого интервала, что ухудшает линейность преобразования. К этому можно добавить, что ток базы if, у транзисто ров существенно зависит от температуры, вызывая не однозначность результата преобразования (5-42) при изменении температурных условий.
В ряде работ [Л. 13, 98, 99] описываются линейные индуктивные преобразователи, у которых в качестве на копителей энергии применен дроссель. На рис. 5-7,6 при ведена схема такого устройства. Стартовый импульс за
мыкает |
ключ Кл\, |
и при выполнении условия L /r^ tu |
(где г — внутреннее |
сопротивление источника и ключей) |
|
ток через |
дроссель |
начинает нарастать по линейному |
закону. Столовый импульс размыкает ключ Клг, отсое диняя дроссель L от источника Е. В момент размыкания ток через дроссель
^макс ^ ~2Г ^п' |
(5-43) |
Если считать, что вся энергия, накопленная в дрос селе за время tn, передается конденсатору, то макси мальное напряжение на нем
= |
(5 -44) |
Разряжая конденсатор по линейному закону через стабилизатор тока СТ, нетрудно осуществить амплитуд но-временное преобразование.
Преобразователи с индуктивными накопителями от личаются простотой схемной реализации, однако их при менение для измерения коротких интервалов времени наталкивается на серьезные трудности.
136
Условие линейности преобразования приво дит к необходимости увеличения индуктивности, что, как видно, из формулы (5-44), вызывает снижение напряже ния на конденсаторе Uc макс. При этом существенно воз растают погрешности преобразования, связанные с не линейностью вольт-амперной характеристики диода.
Наиболее широкое распространение получили преоб разователи, использующие в качестве накопительного элемента конденсатор. Такие преобразователи могут строиться на принципе линейного заряда, когда напря жение
о
является линейной функцией времени.
Линеаризация заряда обеспечивается с помощью ста билизаторов тока, в качестве которых могут использо
ваться лампы |
с |
высоким |
внутренним |
сопротивлением |
[Л. 100— 103], |
транзисторы |
[Л. 104— ПО], интеграторы |
||
с положительной |
или отрицательной |
обратной связью |
[Л. ПО— 113]. Токостабилизирующие устройства с обрат ной связью, несмотря на высокую стабильность, не мо гут быть использованы в наносекундном диапазоне из-за задеожки, возникающей в цепи обратной связи.
Стабилизаторы тока, использующие элементы с вы соким внутренним сопротивлением (лампы, транзисто ры), напротив, обладают значительным быстродействи ем, но в большей степени подвержены влиянию деста билизирующих факторов (изменению температуры, пи тающих напряжений и пр.).
В последнее время находят применение преобразо ватели с пассивной стабилизацией тока заряда. В этих стабилизаторах используется начальный участок экспо ненциальной функции заряда конденсатора через рези стор [Л. 13 и 114— 117]. Простота и надежность таких схем, сочетающаяся с высокой точностью и быстродей ствием, позволяет применять их в наносекундном диапа зоне. Как известно, погрешность за счет нелинейности
заряда конденсатора от источника |
Е |
через резистор |
|
определяется выражением би = —0,5j.i, |
где ix.='Uc (tn)/E— |
||
коэффициент использования |
напряжения. |
Так, для 6 Н= |
|
= 1% коэффициент (.1 = 0,02. |
Задавшись |
напряжением |
137