Файл: Радиоприемные устройства учебник..pdf

ществляться емкостью Сп или поршнем, короткозамыкающим конец отрезка линии. Связь фидера с резонатором может быть трансформатор­ ной и емкостной и обеспечивается с помощью витка или штыря, поме­ щаемых в пучности магнитного или электрического поля соответст­ венно.

Во входных цепях приемников сантиметровых волн применяют резонаторы в виде отрезков полых металлических волноводов, обла­ дающих малым затуханием (d да 10-4). На рис. 2.5, б схематически изо­ бражена входная цепь с резонатором в виде отрезка прямоугольного волновода с поперечными размерами а2 я Ь2 и длиной I ^ пХ0/2, где Я„ — резонансная длина волны в свободном пространстве. Он соосно сочленен с прямоугольными волноводами меньшего поперечного сече­ ния аг и Ьх. Такое сочленение в простейшем случае представляет собой стык двух однородных волноводных линий передачи с различными волновыми сопротивлениями (волноводный трансформатор). Часто резонатор имеет поперечные размеры, одинаковые с размерами волноводной линии передачи. Он образуется участком волновода длиной /, ограниченного с обеих сторон тонкими токопроводящими перегород­ ками (диафрагмами), частично перекрывающими поперечное сечение волновода. Так, например, при уменьшении зазора между широкими стенками волновода образуется емкостная диафрагма, а при умень­ шении зазора между узкими стенками — индуктивная диафрагма; при уменьшении зазора по всему поперечному сечению может быть по­ лучена резонансная диафрагма. На частоту сигнала резонатор часто настраивают, изменяя его размеры, а также вводя в его объем винт или плунжер.

Для передачи энергии по прямоугольным волноводам используют поперечные электрические (ТЕ) или магнитные (ТМ) волны, основным типом которых является волна Н10. Поперечные размеры резонатора

где а, Ь — размеры широкой и узкой сторон волновода; обычно а ~

=(0,7 ч- 0,9)Я, Ь да 0,5 а.

Вмалогабаритной аппаратуре дециметровых и сантиметровых волн находят применение также полосковые линии передачи или по­ лосковые волноводы. Их часто используют при создании элементов конструкции различных СВЧ узлов: антенных делителей мощности, фильтров, направленных ответвителей и т. д. На рис. 2.6, а изображены два основных типа полосковых волноводов — открытый несимметрич­ ный и закрытый симметричный с диэлектрическим фольгированным за­ полнением. Закрытый симметричный волновод образуется двумя пластинами высокочастотного диэлектрика, покрытыми с внешних сто­ рон металлической фольгой. Между ними расположен узкий полоско­

вый проводник шириной Ь. В несимметричном волноводе такой провод­ ник расположен на верхней плоскости фольгированной снизу диэлект­ рической пластины. Напряжение прикладывается между проводником и заземленной поверхностью фольгированной пластины, причем в сим-

39

метричной системе внешние плоскости соединяются вместе. Волновое сопротивление определяется отношением ширины полоскового провод­ ника b к толщине пластины Л и ее диэлектрической проницаемостью и составляет величину, примерно равную W та 20 -Е 100 Ом. В таких волноводах распространяются поперечные электромагнитные волны ТЕМ. Величины b и А значительно меньше длины волны, а ширину

устройства с малошумящими предварительными усилителями. Их вы­ полняют в виде гибридных и монолитных интегральных схем. В пос­

Рис. 2.6

ледних схемах пассивные элементы — микрополосковые линии пере­ дачи, сопротивления, индуктивности и емкости — создают, например, осаждением тонких пленок на специальную высокоомную подложку, а активные малошумящие СВЧ элементы — транзисторы, параметри­ ческие и туннельные диоды — выращивают на такой же подложке из монокристаллического полупроводника. На рис. 2.6, б изображены в качестве примера схематический чертеж тонкопленочного фильтра чебышевского типа, имеющего наиболее крутые скаты амплитудночастотной характеристики за пределами полосы прозрачности, и его эквивалентная схема.

2.3, Анализ входной цепи при настроенной антенне

На рис. 2.7, а изображена эквивалентная схема одноконтурной входной цепи; в ней контур представлен параллельным соединением индуктивности LK, емкости Ск и резонансной активной проводимости gK, Вход первого каскада заменен активной проводимостью. £вх и емкостью Свх, присоединенными к зажимам бб. Антенно-фидерная система представлена эквивалентным генератором тока / ф с выходной

40

проводимостью £ф, присоединенным к отводу индуктивности LK (зажимы аа).

Замена антенно-фидерной цепи генератором тока / ф с проводимостью (соответственно генератором э. д. с. Е ф с сопротивлением /?ф) воз­ можна в широком диапазоне частот, поскольку затухание настроенных

антенн, как правило, велико и на практике выполняется условие

/с макс / с мин / ол^ а> (2 .6)

где /0А— резонансная частота антенны, соответствующая частоте при­ нимаемого сигнала (или средней частоте диапазона рабочих частот); d A— затухание антенны.

s

Рис. 2.7

Величина / ф определяется с учетом (2.2) и (2.3) выражением

ввиде пассивного четырехполюсника, т. е. такого четырехполюсника,

вкотором нет иного источника, кроме источника шума, создаваемого его активной проводимостью или сопротивлением. Включим в его состав, т. е. в ту часть схемы на рис. 2.7, а, которая обведена пунктиром, емкость нагрузки Свх; отнесем также резонансную проводимость кон­

41

тура к нагрузке, а реальные потери в нем учтем увеличением активной проводимости нагрузки. На резонансной частоте

где С = Ск + Свх — результирующая емкость, индуктивная и емкост­ ная проводимости контура взаимно компенсируются. В результате получаем схему с идеальным четырехполюсником, служащим согла­ сующим элементом (резонансным трансформатором) (рис. 2.7, б).

Представим мощности сигнала на входе и выходе четырехполюсни­ ка выражениями

рующая проводимость нагрузки.

При идеальном четырехполюснике эти мощности равны и поэтому

Заметим, что в отличие от трансформации напряжений (т — в пер­ вой степени) четырехполюсник трансформирует активные проводимо­ сти (сопротивления) через т 2; по этому же правилу трансформируются реактивные проводимости (сопротивления). Очевидно, при /0 = / с, где / с — частота принимаемого сигнала, величину т можно выразить как отношение токов, т. е. т = /g //a; в этом случае отсутствует сдвиг фаз между напряжением Vаа и током 1а и соответственно между U6б и 1б, а мощности на входе и выходе четырехполюсника равны Раа =

=Uaa/ay Рбб = и йб1б (РИС. 2.7).

Напряжение на входных зажимах четырехполюсника равно

и (2.12) получаем выражение для резонансного коэффициента передачи по напряжению в виде

показывающее, что при заданных проводимостях фидера и нагрузки значение Ко определяется величиной т,

41

Максимальное значение Ко = Ломакс обеспечивается при условии равенства членов в знаменателе (2.13), т. е. при т ^ ф = g66, и полу­ чается равным

согласуется антенно-фидерная цепь со входом приемника. В этом слу­ чае, характеризуемом равенством проводимостей — gaa, обеспечи­ вается работа фидера в режиме бегущих волн (оптимальная связь).

согласование оказалось бы невозможным, поскольку при этом тСОТЯ> 1. Рассмотрим теперь отношение резонансных коэффициентов переда­

На рис. 2.8 изображен график зависимости (2.16), показывающий, что максимальный коэффициент передачи обеспечивается при условии m = т согл (а — 1). Из-за наличия тупого максимума в зависимости (2.16) возможна работа при сравнительно небольшом рассогласовании; при этом режим работы будет близким к режиму согласования.

Обратим внимание на следующее. В общем случае для обеспечения согласования на входе приемника необходимо выполнение не одного,

Выполнение второго, дополнительного условия, не рассматриваемого ранее, необходимо при комплексной выходной проводимости антенно­

фидерной системы Уф — g<ts -f }Ьф. Такая проводимость получается,

43