контуров, максимальная добротность которых обычно составляет 100—200, реализуемая база сигнала равна 10—30. При применении
кварцевых, электромеханических и активных |
фильтров, добротность |
которых может достигать 103—105, может |
быть достигнута база |
Бмакс ~ 10а -т- Ю4 , но фильтр в этом случае |
оказывается сложным |
и громоздким и реализуемая база сигнала ограничивается уже рядом других факторов.
Для частотноманипулированных ШПС реализация многоканаль ных согласованных фильтров с точки зрения числа каналов существен но упрощается. Это объясняется специфичностью фазо-частотного спектра таких сигналов, который можно считать состоящим из N9 участков с постоянным значением сдвига фаз. Поэтому многоканальный фильтр может иметь всего N3 каналов, в то время как база такого сиг нала È s = N1. Большие сдвиги фаз между отдельными участками фазо-частотного спектра частотноманипулированных ШПС, обуслов ленные наличием задержки между отдельными частотными элементами сигнала, не могут быть скомпенсированы фазовращателями, поэтому,
кроме них, в каналах, определяющих синфазность сложения по радио частоте, должны включаться линии задержки.
Формирование отклика на сигнал в таких фильтрах происходит аналогично тому, как это показано на рис. 6.9.5.
Поскольку в каналах должны использоваться линии задержки,
причем в одном из каналов задержка |
достигает Ts, то на |
практике |
проще реализовывать рассмотренную |
выше |
одноканальную схему |
с многоотводной линией задержки. |
|
|
|
Следует отметить, что в большинстве случаев точные количествен |
ные оценки потерь для многоканальных фильтров в большой |
степени |
зависят от вида амплитудно- и фазо-частотной |
характеристик |
конкрет |
ного сигнала, а также количества и типа элементарных фильтров. Основные потери достоверности и энергии в многоканальных согласо ванных фильтрах обусловлены неточностью воспроизведения фазо- и амплитудно-частотной характеристик фильтра. При этом основную роль играют неточность и нестабильность полос пропускания и сред них частот настройки элементарных фильтров, неидеальность и не стабильность фазо-частотных характеристик этих фильтров, неидеаль ность фазовращателей и коэффициентов передачи отдельных элементар ных каналов.
Можно отметить, что реализуемая база и потери энергии, обус ловленные неидеальностью характеристик в многоканальных филь трах, имеют примерно такой же порядок, как и в случае согласован ных фильтров на МЛЗ.
Так как из-за перечисленных выше факторов, в том числе чрез мерной сложности реализации, особенно при больших базах, много канальные фильтры для ШПС широкого распространения не получили, то подробно на их анализе останавливаться нецелесообразно.
6.12.Выводы
Впервую очередь необходимо отметить, что аппаратура для оп
тимального приема ШПС оказывается значительно более сложной, чем для простых сигналов. Усложняются схемы, увеличивается коли чество каскадов и устройств, повышаются требования к точности и ста бильности элементов схем, большее влияние оказывают паразитные параметры элементов и схем. Это усложнение тем более значительно, чем больше база используемых сигналов.
В реальных схемах оптимального приема ШПС наблюдаются за метные потери энергии, которые необходимо учитывать: в некоторых
случаях эти схемы |
могут |
быть реализованы только для сигналов |
с ограниченной базой. |
|
Выше были подробно рассмотрены методы анализа и даны количе- |
стенные результаты |
оценки |
потерь энергии в устройствах различного |
вида, обусловленных отклонениями и нестабильностями, наличием паразитных параметров и неидеальным выполнением функций. Сово купность потерь в каждом из устройств определяет результирующие, общие или суммарные потери. Доля, вносимая каждым из каскадов или устройств в общие потери достоверности или энергии, может быть
различной. При проектировании необходимо стремиться к целесооб разной степени приближения к идеальным результатам. Нет смысла чрезмерно усложнять схемы отдельного или нескольких каскадов, или отбирать дорогостоящие точные стабильные элементы для этих каска дов, чтобы приблизить их характеристики к идеальным, если осталь ные каскады или какое-то отдельное устройство вносят значительно большие ухудшения. Как правило, усложнение схемы и применение дополнительных мер подрегулировки и стабилизации целесообразно для тех каскадов и устройств, в которых потери наиболее существенны.
В корреляционных схемах потери мало зависят от величины ба зы, но имеют место большие затраты времени на поиск и синхрониза цию, увеличивающиеся с ростом Б 3 . Их уменьшение связано с еще большим усложнением аппаратуры.
Используя результаты расчетов, приведенных выше для различных примеров устройств, и методику § 6.5, можно дать количественную оценку потерь в корреляционных и фильтровых схемах приема ШПС.
Реализация схем с корреляторами в условиях грубой РЭА мало целесообразна, так как средние потери энергии могут достигать 10—20 (10—13 дБ) и более, а максимальные более 15—25 (12—14 дБ). В условиях точной РЭА можно ожидать, что средние потери составят 3—5 (5—7 дБ) и максимальные 5—10 (7—10 дБ).
Большие возможности по улучшению параметров схем с корре ляторами дает широкое использование в них типовых интегральных схем, позволяющих реализовать практически все устройства, входя щие в состав этих схем, включая устройства поиска и синхронизации. Для высокоточной РЭА потери в схемах с корреляторами могут быть уменьшены до 2—3 (3—5 дБ).
В фильтровых схемах неидеальность аппаратуры оказывает зна чительно большее влияние на потери достоверности и энергии, воз растающие с увеличением базы, что приводит к ограничению реализуе мой величины Б,,. Создание схемы с согласованными фильтрами в усло виях грубой РЭА не имеет смысла, так как при наличии значительных потерь энергии достижимая база не превышает 20—30, особенно су щественно при этом сказываются неточность и нестабильность элемен тов линии задержки.
Для точной РЭА потери могут составлять 4—10 (6—10 дБ) и база сигнала ограничена величиной 50—100. При использовании в линиях задержки особо точно изготавливаемых узлов и применении для остальных частей схемы элементов точной РЭА можно рассчитывать на создание согласованных фильтров с базой до 500—1000 и общими потерями 6—10 дБ. Еще большее увеличение базы связано с разви тием наиболее перспективных и точных методов реализации РЭА и ее элементов.
Большие возможности по увеличению базы фильтра дает исполь зование ЧМн сигналов в связи с ограниченным числом отводов в высоко точных и стабильных ультразвуковых линиях задержки.
Значительный интерес представляют многокаскадные согласо ванные фильтры.
Г л а в а с е д ь м а я
КВАЗИОПТИМАЛЬНЫЕ МЕТОДЫ ОБРАБОТ КИ ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
7.1. |
Комбинированная |
обработка составных шу- |
|
|
|
|
моподобных |
сигналов |
с |
использованием |
после- |
|
|
|
|
детекторного |
накопления |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Одним из основных путей преодоления трудностей, |
связан |
|
ных с реализацией оптимальных правил обработки ШПС, является |
|
использование близких к |
оптимальным, |
но неоптимальных алгорит |
|
мов. Такие неоптимальные (или квазиоптимальные) алгоритмы (пра |
|
вила) обработки обычно строятся так, чтобы, несколько ухудшая пара |
|
метры обнаружения и различения сигналов на фоне помех, либо упро- |
. стить |
устройства |
обработки |
и поиска, |
либо сократить |
время |
поиска, |
i |
либо дать какие-либо |
другие преимущества по сравнению с оптималь- |
S ным |
правилом. |
И если ухудшение параметров системы невелико, |
/а |
преимущества, |
связанные |
с |
практической |
реализацией |
или функ |
ционированием |
системы, |
существенны, |
то |
применение |
|
квазиопти- |
1 |
мальных алгоритмов |
оказывается |
выгодным. |
|
|
|
|
|
|
|
К |
наиболее |
характерным |
способам |
квазиоптимальной |
обработки |
|
можно отнести два. В одном |
из них используются составные ШПС и |
|
их |
комбинированная |
обработка на радиочастоте и после детектора, дру |
|
гой основан на использовании дискретных согласованных |
фильтров. |
|
|
Применение |
комбинированной |
обработки, в которой |
совмещены |
i |
обработка |
на радиочастоте |
(когерентная |
фильтрация) |
и |
обработка |
/ после детектора, |
т. е. по видеочастоте или по огибающей |
(некогерент- |
/ ное накопление), |
позволяет: во-первых, существенно |
снизить |
требо- |
/ вания |
к точности выполнения согласованных с ШПС на |
радиочастоте |
I |
фильтров, так как база сигналов, обрабатываемых когерентно, |
может |
|
быть сделана значительно (на порядок) меньше; во-вторых, за счет |
|
уменьшения длительности когерентно обрабатываемой части сигнала |
|
существенно ослабить влияние частотной неопределенности и допустить |
(значительно большие |
отклонения |
по частоте, чем при |
обработке на |
( радиочастоте всего сигнала. Если |
используется поиск по частоте, то |
|
комбинированная обработка дает возможность уменьшить время поиска |
|
по |
частоте |
(или |
уменьшить число частотных каналов, перекрываю |
|
щих заданный диапазон |
отклонений частоты). |
|
|
|
|
Использование комбинированной обработки также удобно в тех случаях, когда наблюдаются изменения частоты принимаемого сиг нала в течение его длительности Ts, что нарушает когерентность коле баний, а слежение за изменениями частоты осуществить не удается.
Физический смысл применения такой обработки в этой ситуации можно пояснить следующим образом. Из-за того что нарушение коге-
рентности в течение времени Ts препятствует когерентной обработке полного сигнала, сигнал разбивается на целое число частей, внутри каждой из которых (при имеющихся нестабильностях частоты) коге
рентность сохраняется |
(затем уже эти части обрабатываются вместе |
на видеочастоте после |
детектора, чтобы «собрать» полный сигнал). |
При комбинированной обработке необходимо использовать спе |
циальные ШПС — так |
называемые составные сигналы. Составной |
сигнал длительностью Ts образуется из нескольких частей (или слож ных элементов) длительностью Тэс < Ts, которая выбирается такой, чтобы набег фаз при заданных частотных отклонениях оказывался в пределах допустимого (т. е. чтобы выброс на выходе согласованного
|
|
|
|
|
|
|
|
|
фильтра уменьшался не намного) при |
заданной полосе |
частот или |
чтобы |
на такую длительность |
можно было |
собрать и наладить со |
гласованный фильтр. Эти части сигнала |
являются |
также |
сложными |
сигналами, но с меньшими |
базами |
Б э |
с = |
àfsT3C. |
|
Теперь можно в общем виде сформулировать правило построения |
і-го составного сигнала St (t), предусматривающего |
комбинированную |
обработку. |
|
|
|
|
|
|
|
За |
время Ts, выделенное для передачи одного из ps полных сиг? |
налов, |
излучается последовательно |
І Ѵ э с |
сложных |
элементов сигнала] |
каждый длительностью Т э с |
= |
TJNgc. |
При выборе конкретных слож |
ных элементов необходимо, чтобы они принадлежали к ансамблю орто гональных (или квазиортогональных) сигналов, причем каждый эле мент сигнала занимал всю (или почти всю) выделенную для работы
системы полосу частот 2 Д / 8 . |
Таким образом, сложные элементы сигна |
ла имеют базу Б э с |
= AfsTs/Nsc, |
в N3C |
раз меньшую, чем база пол |
ного сигнала. |
|
|
|
|
|
Они |
представляют |
собой некоторые |
сложные функции |
времени |
|
|
(О |
при |
0<t<Tsc, |
|
|
|
f ® = \ |
0 |
при |
0 > ; > Г Э С |
( « = 1 . 2 , . . . , А о ) . |
|
Здесь р э с |
— объем |
ансамбля |
(алфавита) сложных элементов |
сигнала. |
Из сложных элементов сигнала s g c a |
(t) в соответствии с выбран |
ным для передачи г-го сигнала st (t) правилом (кодовым словом, или последовательностью символов, определяющей порядок чередования сложных элементов) составляется сигнал или сигнальное слово, как
уже говорилось, из Nac |
символов или сложных элементов. Обозначим |
такую |
последовательность (кодовое |
слово) |
через |
а г ( а п |
, |
а і 2 , |
<XiN3C)- |
При этом каждому символу a i k |
последовательности |
соответст |
вует некоторый сложный |
элемент сигнала s a c a (t). |
|
|
|
Итак, |
полный |
сигнал |
si (t) можно записать |
в |
виде |
следующей |
суммы: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Si (t) |
= |
2j Sgca] (t — |
/ Т э с ) . |
|
|
|
(7.1.1) |
|
a = |
1, 2, |
р э с , |
/' = |
1, 2, |
NgC, |
|
i = 1, 2, . . . , p R s . |
|
В |
общем случае |
последовательность |
at |
может |
являться |
любой |
рэ с -ичной |
кодовой |
последовательностью. |
Если |
алфавит |
сложных |
элементов сигнала состоит из двух элементов, т. е. рэс = 2, то после довательность составляется из двух различных символов, а кодом сигнала может быть любой двоичный код длиной УѴЭ С .
Основной особенностью рассматриваемых составных сигналов, допускающих комбинированную обработку с использованием частичного накопления на видеочастоте, является то, что сложные элементы должны быть ортогональны или квазиортогональны. Это позво ляет в случае двоичного составного сигнала обработать каждый из них в своем согласованном фильтре, причем оба фильтра могут быть построены на одной линии задержки. Выходы согласованных филь-
!тров (обрабатывающих сложный элемент на радиочастоте) после детек тирования подаются на схему последетекторной обработки, осущест вляющей такое комбинирование в соответствии с кодом сигнала, при котором получается максимальный выброс напряжения (в момент окончания сигнала).
Впростейшем случае двоичного составного сигнала выходы де текторов, включенных после фильтров, согласованных со сложными
элементами, суммируются с соответствующими знаками и получившая
ся |
двоичная кодовая комбинация обрабатывается в согласованном |
с |
нею фильтре на видеочастоте. |
Напомним, что если возможна обработка полностью на радио частоте, составной сигнал может быть создан другим способом. В этом случае сложные элементы могут быть противоположными, и сигнальное слово может быть образовано путем изменения начальной фазы эле мента в соответствии с кодом сигнала, который может быть псевдо случайной последовательностью. Такие сигналы и их прием были рас смотрены в гл. 2, 5, 6.
Рассмотрим теперь оптимальное правило приема составных сиг налов. При формировании сигнала по правилу (7.1.1) сложные эле менты сигнала когерентны лишь на длительности Тэс, а начальные фазы их случайны. С учетом этих соображений может быть найдено отношение правдоподобия для сложного элемента сигнала s3 0 (/) с неизвестной начальной фазой. Отношение правдоподобия для состав ного сигнала s (t), образованного по правилу (7.1.1), будет в общем случае /V3C-MepHbiM. Полагая отсчеты огибающих сложных элементов сигнала статистически независимыми, получаем отношение правдо подобия для s (О^как произведение N3C одномерных плотностей оги бающих сложных элементов сигнала. А так как начальные фазовые углы сложных элементов сигнала случайны, то окончательно отноше ние правдоподобия для полного сигнала может быть найдено интег рированием по всем случайным фазовым углам с использованием методики, приведенной в § 2.3. Произведя операции, аналогичные вы
полненным при получении |
(2.2.12), можно |
найти условия принятия |
гипотезы Гн (для всех г Ф і): |
|
|
ѴЭС |
ij\ |
-гч |
Ѵ Э С Г ] \ |
