Файл: Маграчев З.В. Аналоговые измерительные преобразователи одиночных сигналов.pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 27.06.2024
Просмотров: 88
Скачиваний: 0
с и г н а л а ПередДНскрнМПНатброМ. Однако при больиШ коэффициентах преобразования, когда величина сопро тивления разрядного резистора велика, на выходе ка тодного повторителя неизбежно возникают низкочастот ные наводки, влияние которых эквивалентно нестабиль ности порога дискриминации и не может быть уменьшено с помощью усилителя.
Первый из указанных недостатков можно устранить, используя преобразователь с общим источником пита ния для заряда и разряда накопительного конденсатора Ci (см. рис. 7-14). Очевидно, что при таких условиях изменение напряжения источника сказывается в мень шей степени, чем в рас смотренном ранее преоб разователе.
Дифференци а л ьн ы е уравнения, описывающие процессы заряда и разря да накопительного кон денсатора Сь тождест венны аналогичным урав нениям для описанного выше одноконденсатор ного преобразователя.
Для схемы, приведен ной на рис. 7-14, характер
на погрешность, возникающая из-за остаточного напряже ния на ключе Кл в замкнутом состоянии. Как видно из схе мы, это напряжение вместе с напряжением на накопи тельном конденсаторе прикладывается ко входу катод ного повторителя, и, следовательно, дискриминатора. Таким образом, его изменение оказывает существенное влияние на точность преобразования. В качестве клю чей при измерении коротких интервалов времени обыч но используются быстродействующие электронные при боры (диоды, транзисторы и др.), у которых стабиль ность остаточного напряжения зависит от внешних воз действующих факторов и характеристик управляющих ключами быстродействующих амплитудных ограничите лей.
В рассмотренных выше одноконденсаторных преоб разователях доминирующими являются погрешности, вызываемые нестабильностью порога срабатывания дис криминатора.
1 2 - 4 4 9 |
177 |
Рис. 7-15. Двухкондеисаторнын ПМВ с авторегулирова нием скорости разряда.
Двухконденсаторные преобразователи. Представля ют интерес схемные' решения, позволяющие уменьшить влияние дискриминатора на точность работы ПМВ. Одна из таких схем приведена на рис. 7-15. Эпюры напряже
ний, поясняющие |
работу |
преобразователя, лредставле- |
|||||
|
|
|
|
мы на рис. 7-16. В исход |
|||
идх |
|
|
|
ном состоянии ключи /Oil |
|||
|
|
|
и Кл2 замкнуты. Старт- и |
||||
к |
|
|
* |
||||
|
|
стоп-импульсы (Uвх) раз |
|||||
tuh |
|
мыкают ключ К л{ на вре |
|||||
ч\ |
|
|
|
мя f„, |
в течение которого |
||
|
|
|
заряжается |
конденсатор |
|||
1/ |
|
|
|
||||
|
|
|
Ci (£/с1). С приходом сто |
||||
у |
Ч---'т^=н |
пового импульса, как и в |
|||||
“сг |
рассмотренных выше схе |
||||||
мах, конденсатор начина |
|||||||
— --- |
1. |
^ ет разряжаться через ре |
|||||
1 |
| |
зистор R2. Расширитель Р |
|||||
‘^вь/х |
1 1 |
: |
|
обеспечивает |
условие |
||
|
компенсации |
нелинейно |
|||||
А ____Ь__L |
сти заряда. |
Стоп-импульс, |
|||||
кроме |
того, |
размыкает |
|||||
|
тп |
|
|
ключ Кл2, при этом кон |
|||
Рис. 7-16. Эпюры |
напряжении |
денсатор |
С2 |
начинает |
|||
к схеме |
рис. 7-15. |
|
|
заряжаться |
по |
экспонен- |
178
те, стремясь |
к |
отрицательному |
потенциалу |
Е 'г^ Е 2 — |
|
— C/,(i„). Постоянные времени |
выбирают из |
условия |
|||
Р г С\ = Р ъС 2 = |
х 2, |
т . е. |
чтобы в области отрицательных на |
||
пряжений функции |
Uci(l) и Uc2(t) были подобны. Та |
ким образом, описываемый преобразователь базируется по существу на сочетании методов авторегулирования
пдинамического запоминания.
Вмоменты времени, когда напряжения на конденса
торах Uс( п и С2, достигают порога URC, дискриминатор Дс вырабатывает импульсы, интервал времени между которыми равен преобразованному.
Аналогичную схему можно реализовать для преоб разователя с общим источником напряжения для заряда и разряда накопительного конденсатора.
Недостаточная стабильность коэффициентов переда чи развязывающих каскадов PKi и РК2, а также вариа ции остаточного напряжения Кл^ и Клг влияют в некото рой степени на точность преобразования рассмотренных двухконденсаторных преобразователей. Однако вноси мые этими факторами погрешности являются величинами второго порядка малости по сравнению с рассмот ренными выше и их можно не учитывать. Следует отме тить, что применение метода автокоррекции преобразо вателей (см. §7-5) позволяет исключить и эти составля ющие погрешностей.
Рассмотренный выше метод построения ПМВ на основе авторегулирования скорости разряда был исполь зован в приборе И2-21 [Л. 17]. Высокая потенциальная стабильность подобных преобразователей позволяет с помощью простых схемных решений реализовать зна чительные коэффициенты преобразования, достигающие 103—104 при высокой разрешающей способности. Так, например, в двухконденсаторном преобразователе в диа пазоне 0,1— 10 нсек при /<п = 5 000 погрешность из-за не линейности не превышала 2%' при разрешении 4— 5 псек. Однако столь высокие метрологические характе ристики преобразователей в приборном исполнении не могут быть пока реализованы из-за значительных по грешностей, вносимых в измерение входными порого выми устройствами. Эти устройства рассмотрены вгл .8 .
12* |
179 |
7-5. Метод автокоррекции преобразователей
Одним из радикальных способов устранения отме ченных недостатков является введение повторного за пуска преобразователей, предложенного и осуществлен ного в ряде работ [Л. 17, 138], который является по су ществу методом автокоррекцип преобразователей.
На рис. 7-17,а представлена обобщенная структур ная схема ПМВ с автокоррекцией путем повторного за-
Ст оп |
| |
___________ |
|
|
|
t |
|
В х одК |
|>■] [-* —_________ |
|
|
|
t |
||
Выход1 |
| |
3 |
| |
| т | |
|
|
|
|
I * |
Тт |
|
у12_________________ |
|
||
ВыходКЗ I ■* |
---------— |
|
Н ~~ |
r |
I |
^ |
|
Вы ход |
|
|
|
| |
'п7 |
I |
t |
|
|
|
Tm Tm |
||||
-------------------------------------------- |
|
|
|||||
Рис. 7-17. |
Структурная схема |
б) |
|
|
|
|
|
(а) и временные диаграммы (б) |
преобразователя с автокоррекцией.
пуска. Как видно из схемы, с выхода преобразователя Выход 1 преобразованный интервал поступает на кас кад задержки КЗ и далее, через блок повторного запус
ка |
БПЗ, |
вторично запускает формирователи |
и Ф2. |
В |
канале |
стоп-сигнала введена дополнительная |
линия |
задержки ЛЗ, которая исключает возможность опере жения стоповым сигналом старт-сигнала при одновре
менном повторном запуске формирователей |
и Ф2. |
Пусть старт- и стоп-сигналы, поступающие на вход |
|
устройства, сдвинуты на измеряемый интервал |
времени |
^н. Тогда, после первого цикла преобразования на выхо де ПМВ (рис. 7-17) {Выход 1) будем иметь преобразо*
180
ванный интервал
7’п1 = ^Сп(^п+Д^ф+'Глз+ А^к+Д'/п+А^дс),
где Д/ф — погрешность, вносимая формирователями; тЛз—
величина задержки |
ЛЗ; Д/к — погрешность, |
вносимая |
из-за инерционности |
коммутирующих ключей; |
Д^п — по |
грешности собственно преобразователя, вызванные оста точными напряжениями на конденсаторах, влиянием развязывающих каскадов п пр., Д1ЯС— погрешность изза дискриминатора.
При повторном запуске через интервал времени ткп, определяемый каскадом задержки КЗ, на выходе ПМВ (Выход 1) появится импульс длительностью
Т п2= К п (Д^Ф + Тлз + Д^; + A'tn+ Д^дс) •
Каскад задержки должен представлять собой схему переноса интервала Гщ, причем должно выполняться условие Ткз>7’п1макс. В простейшей реализации такая схема может быть выполнена в виде электрической ли нии задержки на пассивных элементах. Временные диа граммы, соответствующие этому случаю, представлены на рис. 7-17,6. Импульсы длительностью 7\,i и Т„2 , сни маемые соответственно с триггера (Вых. 1) и выхода каскада задержки КЗ, подаются на входы схемы анти совпадений СА. Если к моменту повторного запуска па раметры схемы и режим питания не изменяются (что обычно имеет место, так как интервал времени между запусками не превышает обычно десятка микросекунд), то длительность выходного импульса схемы антисовпа дений
Т'п — Т'п!— 7'п2 = К пД1
будет линейной функцией измеряемого интервала. Вычитание интервалов можно осуществлять не толь
ко в аналоговой, по п в цифровой форме. Как видно из временной диаграммы, с триггера Вых. 1 снимаются по следовательно два импульса длительностью Tni и ГпгОсуществляя дискретное преобразование этих импуль сов и подавая их на реверсивный счетчик, можно осуще ствить такое вычитание. В этом случае к каскаду за держки КЗ не предъявляются требования переноса ин тервала Т„, и он может быть выполнен на основе любого ждущего релаксатора с длительностью выходного им
181