Файл: Приемные устройства радиолокационных сигналов конспект лекций..pdf

Скачать файл
Заказать решение

ВУЗ: Не указан

Категория: Не указан

Дисциплина: Не указана

Добавлен: 12.07.2024

Просмотров: 98

Скачиваний: 0

ВНИМАНИЕ! Если данный файл нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам.

сти шумовых составляющих гетеродина, что позволяет компенсиро­ вать шумы гетеродина на выходе преобразователя.

Развязка сигнального и гетеродинного вводов достигается за счет фазового сдвига на ~ колебаний сигнала, распространяющихся по'пути ab и acdb (рис. 69), что обеспечивает взаимную компенса­ цию сигнала в точке Ь. Вместе с тем сигнальные колебания, распро­ страняющиеся в направлении Ьас и bdc в точке с, складываются синфрзно и далее поступают на смесительный диод Д\. Короткозам­ кнутые четвертьволновые отрезки полосковых линий, включенные до смесителей Д хи Д2, обеспечивают замыкание постоянной состав' Ляющей тока через смесители, а разомкнутые четвертьволновые от­ резки, включенные после смесителей,’ обеспеч-ивают короткое замы­ кание фильтра промежуточной частоты по высокочастотной состав­ ляющей, что предотвращает потери преобразуемого сигнала в цепях фильтра промежуточной частоты. Миллиамперметры, включенные на выходе смесителя, измеряют постоянную составляющую тока смесителя, обусловленную гетеродинным напряжением, что дает возможность устанавливать оптимальную связь гетеродина со сме­ сителями.

Заметим, что фильтр промежуточной частоты в рассматривае­ мом балансном преобразователе (рис. 69) выполнен не по баланс­ ной схеме. В связи с этим для создания условия компенсации шу­ мовых составляющих включение смесительных диодов изменено по сравнению с преобразователем, использующим балансный фильтр

-(рис. 67).

7.4.Эквивалентная схема и внутренние параметры балансного преобразователя частоты

В соответствии с выводами общей теории линейного каскада с переменными параметрами (раздел I) заменим источник сигнала эквивалентным генератором тока с внутренней проводимостью gc. а гетеродин эквивалентными генераторами напряжения, включен­ ными в каждое плечо преобразователя. Тогда эквивалентную схе­ му балансного преобразователя (рис. 67) можно представить в виде, как показано на рис. 70.

95

Аппроксимируя вольт-амперные характеристики полупроводни­

ковых диодов Л, и Дч экспонентой вида

 

 

 

( 6)

 

 

і= г 0 (*вв- і ) .

 

 

 

найдем выражения для внутренних параметров

плеч

балансного

преобразователя частоты:

 

 

 

 

 

 

6п=,5с— -jj- S K—ai0/K(aUг);

 

 

(7)

 

Sla—ëic~ ^o ~ a^O^o[a^r) ’

 

 

(8 )

 

Ип ~

 

U W г>

 

 

 

(9)

где

 

іп~ U a U r)

•

 

 

5С — крутизна

прямого и обратного преобразования соот­

Sn;

ветственно;

 

 

 

проводимости;

gic\

gln — входная и выходная с-татические

SK;

S0— амплитуда

/с-й гармоники и среднее

значение кру­

тизны вольт-амперной

характеристики диодов,

мнимого аргумен­

/ 0 (а£/г); IK(aUr)— модули функций Бесселя

та нулевого и к-го порядков

соответственно;

 

 

 

£/г —амплитуда напряжения

гетеродина;

 

при

прямом и

bn Рс— статические

коэффициенты

передачи

обратном преобразовании соответственно.

 

 

 

Располагая внутренними параметрами и значениями проводи­

мостей источника сигнала gc и нагрузки

g„, на

основании извест­

ных соотношений можно рассчитать качественные показатели ба­ лансных преобразователей частоты.

7.5.

Качественные показатели балансного

 

 

преобразователя частоты

 

 

 

 

 

а)

Входная и выходная проводимости

 

 

Входная и выходная іпроводимости одного плеча

балансного

преобразователя частоты

(рис. 70)

(проводимости в точках

1'—0

и 2' — 0 соответственно)

определяются по известным соотношени­

ям для однотактного преобразователя

 

 

 

 

 

 

 

s*

 

 

 

 

g'exnі,2— 5 оі,2— ~

: г ;

 

(10)

 

 

-

SoiA+gu

 

 

 

5 'в ы х ц і,2 = = 5 о і,2—

----■’

г ,

 

(Щ

где

 

 

i OI,2 +J?

2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

gи

— проводимость нагрузки,

трансформированная

в

точки

2'~0\

 

 

 

 

 

 

 

gc — проводимость источника сигнала, трансформированная в точки 1' — 0.

.96

Пересчитав входную проводимость плеч в точки / —/, а выход­ ную—в точки 2—2 (рис. 70), найдем входную и выходную про­ водимость балансного преобразователя

 

 

 

 

 

 

 

£

в

 

і

£вхп

 

 

 

 

 

 

£ихп—

 

п 1

2

 

 

( 12)

 

 

 

ЫХПІ

 

,

£ в ы х п 2

 

 

 

 

 

„

ы

___х

&Іп

 

 

 

(13)

 

 

 

й в

 

 

 

 

г—

 

 

т

2

—

" "

 

 

Или,

В силу

симметрии схемы

(

^

в

і „

1 = ^ п х

п

а ;

^

 

 

 

 

£еяп-

2

|Гвхп 1

 

 

 

(14)

 

 

 

 

te B b lX

n =

2

gВЫХП1

 

 

 

(15)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

где

/^ —коэффициенты

 

трансформации

напряжения

из

точек

 

Г — 0

и 2 ' — - 0

в точки

1

— 1

 

и 2

 

—

2

соответственно.

 

 

 

б) Коэффициент передачи мощности сигнала

Коэффициенты передачи мощности сигнала для первого и вто­ рого плеч балансного преобразователя определяются по формулам

Х

иііі£ в ы х п 1

(16)

Р1 = ---- 5 ------;

ип2 Лыхп2

(17)

РВ*

 

где

 

иаь ип2 ~ напряжения промежуточной частоты на выходе пер­

вого и второго смесителей соответственно;

 

 

 

Рвх — мощность

преобразуемого сигнала

на

входе каждого

смесителя.

 

 

 

 

 

Общий коэффициент передачи мощности балансного преобра­

зователя можно определить по формуле

 

 

 

К р =

2р т

= Т ( Ѵ К р х + Ѵ К

р Л Т

,

(18)

 

&ВЫ2 и

 

 

Л

.

 

где — 2 ------выходная проводимость в точках

2 '-—2 '.

 

При равенстве коэффициентов передачи плеч

Кр\— Крі фор­

мулу (18) можно преобразовать к виду

 

 

 

К р — К р і •

і

З а к , 5 7 7

97

Таким образом, коэффициент передачи мощности балансного преобразователя при полном балансе равен коэффициенту переда­ чи мощности одного плеча. Да это и понятно, поскольку при пол­ ном балансе на вход каждого плеча поступает половина входной мощности преобразуемого сигнала, а с выхода плеча снимается половина общей выходной мощности балансного преобразователя. На основании этрго коэффициент передачи номинальной мощности балансного преобразователя может быть рассчитан по формуле

КР

Л

(19)

+V i-ji*)’

(1

 

выведенной ранее для однотактного смесителя.

К такому же выводу приходим при анализе преобразователя с небалансным выходным трансформатором (рис. 69), эквивалент­ ная схема которого представлена на рис. 71.

&В,

%----Н

Ur в2

Ф — К

Рис. 71

Коэффициенты передачи плеч такого преобразователя опреде­ ляются по формулам

Крі= *2 і ( 20)

8эых пі^вх ’

‘ п2

К р 2 = Й В Ы Х П %Р»

где іп и іпі — токи промежуточной частоты первого и второго сме­ сителей соответственно.

Общий коэффициент передачи мощности преобразователя опре­ деляется выражением

К р = 2 І т + І2 Р

= 4 - ^ К р ' + V K M Y -

( 2 1 1

^бВЫХП^^ВХ

*

 

Непринципиальное различие между схемами балансных преоб­ разователей с балансным и небалансным трансформатором (рис. 70 и 71) состоит в том, что в первой схеме суммируются вы­

98

ходные напряжения плеч и выходное сопротивление удваивается, а во второй суммируются токи плеч и общая выходная проводи­ мость удваивается по сравнению с выходной проводимостью од­ ного плеча.

в) Коэффициент шума

При анализе диодного небалансного преобразователя частоты было получено следующее выражение для его коэффициента шума:

fc+fr

КШ П ---

Крп •

 

Из этого выражения можно получить формулу для коэффици­ ента шума балансного преобразователя, если учесть подавление шумов гетеродина.

Коэффициент подавления шумов гетеродина определим как отношение коэффициентов передачи мощности по сигнальному и гетеродинному каналам:

о Ш

( 22)

Как было показано, шумовые напряжения или токи по каналу гетеродина .на выходе смесителя вычитаются, поэтому коэффици­ ент передачи мощности по гетеродинному каналу можно опреде­ лить по формуле

Крш-

(t'llll

*чи)8

 

'1

[Ѵ'Крх- Ѵ К ріУ-

(23)

2Лк•2^выхп

+

Следовательно,

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

V

'К PI

 

 

 

о

 

 

кPS

 

(24)

 

ш !

 

 

 

 

PI

- 1

PS

Сучетом этого коэффициент шума балансного преобразова­ теля можно рассчитать по формуле

•fc+оin

Кшбп

 

Как следует из формулы (24),

при полном бдлансе (Кр\ —

— K PS) ош равно бесконечности, т.

е. осуществляется полное по­

давление шумов гетеродина. Разбаланс схемы приводит лишь к частичному подавлению-шумов. Так, при KP\~2K PS в соответ­ ствии с (24) аш=35.

9Э

8

КОРРЕЛЯЦИОННЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

8.1. Назначение и область применения корреляционных детекторов

В приемных трактах активных н пассивных радиолокаторов ши­ роко используется корреляционная обработка сигналов [1 ,2 ].

Из теории обнаружения слабых сигналов известно, что в различ­ ных вариантах оптимальной обработки требуется вычисление кор­

реляционных интегралов

z(т) или их модульных

значений 2 (т)

вида (1 ):

 

-

 

2 (т)=

О С

 

f ihit) ■u2(t —x)dt;

 

 

 

— ОС

 

Z(T) =

12

I 0 ,(0 0 ,(t - z ) d t\ .

П)

Обрабатываемые напряжения Uy(t) и u2(t) (Ui(t) и U2(t) — их комплексные амплитуды) могут быть принятыми или принятым и опорным колебаниями, представляющими собой случайные процес­ сы или суммы случайных и детерминированных процессов. В боль­ шинстве случаев эти процессы можно полагать стационарными и эргодическими с нулевыми средними и нормально распределенны­ ми мгновенными значениями.

Корреляционный интеграл в бесконечных пределах (1) пропор­ ционален взаимно корреляционной функции сигналов го (/) и u2(t):

«,(/) u2(t—- c )= o 1a2p (t).

(2)

где

черта означает усреднение по ансамблю произведений реализа­ ций; ___

ot = j/ ur^t) — среднеквадратичные значения входных напря­ жений (г = 1 .2 );

1 Q0

р(т) — нормированная (не зависящая от мощностей на входах) взаимно корреляционная функция, характеризующая степень связи (или корреляции) между входными колебаниями в зависимости от их взаимного временного сдвига т.

Примерами коррелированных процессов могут служить сигналы активных шумовых помех от одного источника,-принимаемые раз­ несенными приемниками пассивного радиолокатора, или отражен­ ный от цели и зондирующий сигналы активного радиолокатора [ 1 ].

Коррелированные сигналы поступают на фоне помех от других источников и флюктуационных шумов. Эти помехи составляют не" коррелированный фон, или просто шум. Поэтому в общем случае, следует иметь в виду, что как «i(0 , так и u2{t) являются суммой сигнальной (коррелированной) и шумовой (некоррелированной) составляющих:

и-і(0==^сі(0"1-иііп(0''

(3)

где

 

to — исходный временной сдвиг сигналов;

 

Л — комплексная константа, учитывающая возможное

измене­

ние амплитуды и начальной фазы сигнала на втором входе по отно­ шению к первому.

Ширина спектра входных процессов Д/, как правило, много мень­ ше несущей частоты fo (рис. 72,а). Поэтому такие процессы назы­ вают «узкополосными». Взаимно корреляционная функция «узко­

полосных» процессов 7?(т), а значит й г(т), имеют импульсный ос­ циллирующий характер. Огибающая Z(т) достигает максимума при компенсации взаимного временного сдвига сигналов: т=То (рис. 72,6). Коэффициент взаимной корреляции

р(т0 ) = р = --------- 1

 

-- ....-

 

 

ѵ

к

м

г

(4)

101

Смотрите также файлы