Файл: Приемные устройства радиолокационных сигналов конспект лекций..pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 12.07.2024
Просмотров: 94
Скачиваний: 0
В частном случае одинаковых колокольных АЧХ фильтров при емных каналов до входов КД с полосами Аf на уровне-0,46 имеем [1 ]
1 . + Р - Д /Д |
(Ю) |
|
При о< 1 (слабый сигнал на фоне интенсивных помех хотя бы на одном из входов)
шс Iвых КД ^ 2 рЧ /Т й. |
( П ) |
Этот результат можно получить также из рассмотрения про хождения реализации напряжения на выходе ПН через интегра тор.
С целью упрощения рассуждений для многих практических при менений можно полагать совместную плотность распределения ста ционарных процессов u\{t) и u2(t—т) нормальной функцией [3]. Реализацию ui(t) ■и2(і — то) длительностью Та>Ти с ограниченной полосой частот А/ представим в виде независимых выборок, число которых, согласно теореме отсчетов (Котельникова), /г= 2 Д/Т„. В силу эргодичности процесса каждая из выборок обладает статисти-. ческими характеристиками всего процесса, которые могут быть получены усреднением по выборкам с помощью интегратора. Но тогда очевидно, что дисперсия суммы нормальных выборок шума на выходе интегратора меньше дисперсии каждой из них, равной
■к* °ші ' Зш2 ^ * к д ®?°2 * в число выборок раз:
■ 1 ty.y о 9 |
2 |
|
2 |
|
*КЛ 1 1 |
° 2 |
( 12) |
||
кд a t • 32~ |
2 Д / Г И |
|||
|
Поскольку квадрат напряжения сигнала «^н=/СкДбі а2 р2>то от
ношение сигнал-шум по мощности на выходе КД определяется соотношением (II).
8.4. Перемножители напряжений
Аналоговые перемножители, как и смесители, могут быть под строены по двум принципам: прямого и косвенного перемножения.
Прямое перемножение осуществляется в линейных устройствах с переменными параметрами. Их выходное напряжение пропор.: ционально одному из входных— £/„ы*—К и1: а коэффициент пере; дачи является линейной функцией второго входного напряжения: К=аи2. В результате і/вых = аи1 ц2. Примером устройства, рабо тающего по указанному принципу, может служить ПН на много сеточной лампе с двумя управляющими сетками (на пентоде или гептоде). В такой лампе, как известно, крутизна по третьей сетке 53 зависит от напряжения на первой сетке «ь Можно выделить
1D8
•небольшой интервал напряжений, в пределах которого эта зави
симость приближается к линейной: Ss= £ 0 -f-^i«i- Подавая на пер вую и третью сетки перемножаемые напряжения ut(f) и u2(f). в анодной цепи получим ток
Первое слагаемое можно устранить путем фильтрации с по мощью избирательной нагрузки или компенсации в балансном устройстве.
В настоящее время большинство ПН работает по принципу ко свенного перемножения в устройствах типа смесителей, использу ющих нелинейные элементы с квадратичными вольт-амперными характеристиками (ВАХ). Такими элементами могут быть лампо вые и полупроводниковые диоды и триоды при соответствующем выборе положения рабочей точки. К сожалению, ВАХ этих элемен тов отличны от нвадратичных и в общем случае могут быть аппрок симированы степенным рядом вида
i —i0+au г |
ifWs + ... |
Однако на небольшом участие ВАХ можно ограничиться второй степенью аппроксимирующего полинома.
Под воздействием напряжения « = в цепи нелинейного элемента, например диода (рис. 78), потечет ток
*4-%.)+Р(»і-Нлг)-И2[Зи1Ц2І+.--
Рис. 78
Пусть для простоты рассуждений перемножаемые напряжения— гармонические колебания с амплитудами Uі и U2, круговыми ча стотами ші и (і) 2 и нулевыми*начальными фазами. Тогда
и{7) = £/,cos іо,/ + UQcos u>.,f,
U7)=tp-j-a(/,cos lOjiH-aL/jCOS |
'4- ~ ß(/?cos2 u>,^-i- |
+ 4" ^2COS2<V + ~ |
P tf+ ~ f i ü l + |
+ ßt/1{/2COS(())1— 0)a)^|-f-ßt71f/2C0S(u)1-|-w8)/ + .
\
Следует подчеркнуть, что полезная составляющая (выделена квадратом) обусловлена только квадратичным членом рядами?. Кроме нее имеется большое число лишних составляющих, удалить которые можно двумя способами:
1 ) путем компенсации схемными методами;
2) путем фильтрации выходного напряжения ПН.
На практике используются оба способа, причем чаще всего од новременно.
Рассмотрим схемный метод или способ компенсации. Его ис пользование принципиально необходимо в случае одинаковых не сущих частот перемножаемых колебаний ( / 1 = /2 ) когда на «нуле вой» разностной частоте наряду с взаимным спектром присутству ют оба автоспектра — результат детектирования входных напря жений. Последние невозможно отфильтровать, их можно только скомпенсировать.
Идея компенсации автоспектров аналогична идее компенсации шумов гетеродина в балансных ПЧ. Она состоит в том, что ПН образуется из двух идентичных плеч (рис. 79). Одно из входных
Рис. 79
напряжений подается на плечи в противофазе и производится вы читание напряжений или токов -плеч. Так, в цепи диода Д\ дей
ствует суммарное м2_Ь 2 “>а в Чепн диода Д2 — разностноем2—
напряжения. Выходное напряжение балансного ПН U xв=(/, —і,)/? пропорционально разности токов:
і I — i2 =tt«j-f-2 ßtt1 « 2 -+-...
Как видно, в строго симметричной балансной схеме ПН сохра нились только составляющие, содержащие нечетные степени ии и
соответствующие им спектральные компоненты с частотами Wj, |ш,_
—U>2|, (Dj+U^ и т. д.
По наметившемуся пути можно сделать еще один шаг.
Возьмем две одинаковые балансные схемы, в одной из ншс из меним знаки обоих входных напряжений на обратные, а выходные напряжения просуммируем. Такой результат получается в коль цевом ПН рис. 80,б,. который является объединением двух балансных схем рис. 80,а и б. Его выходное напряжение Ѵук—(/,—і2 + i s — i4)R пропорционально току
h —h + h ~ i i := ^ u lu3+...,
ПО
в составе которого сохранилось минимальное число спектральных
составляющих (ю,—<о2.
Таким образом, в кольцевом ПН не только скомпенсированы автоопектры, но и устранено прямое прохождение^ на выход за счет линейного члена ВАХ пи обоих входных колебаний щ и и?.
At
S)
I
. |
- |
Рис. SO |
Полученные результаты справедливы в предположении полной симметрии (идентичности) плеч балансной и кольцевой схем ПН. Обеспечение стабильной симметрии является очень трудной зада чей даже при подборе диодов и использовании для этой цели ре зисторов, включаемых последовательно с диодами (на рис. 80,в показаны пунктиром). Поэтому на практике первым способом, то есть путем компенсации, не удается достичь полного подавления лишних составляющих,, тем не менее можно добиться их значи тельного ослабления. После этого условия фильтрации полезной составляющей значительно улучшаются.
8.5, Техническая реализация корреляционных детекторов
Практические схемы корреляционных детекторов можно раз бить на 2 типа: а) корреляционные детекторы с выходом по низ кой частоте (типа ФД), б) корреляционные детекторы с выходом по промежуточной частоте (типа смесителя).
11і
а) Корреляционные детекторы типа ФД
КД данного типа применяются для обработки сигналов с оди наковыми несущими частотами (/і = /г). Ввиду необходимости ком пенсации автоспектров они содержат балансные или кольцевые ПН, нагрузками которых в простейшем случае являются пассив ные интегрирующие RC фильтры. Фильтры образуются включе нием конденсаторов С параллельно сопротивлениям нагрузок плеч (на рис. 79 и 80,я показаны пунктиром). Они отфильтровывают составляющие с частотами /ь /з. /і-Ь/ 2 для балансной-схемы и /і+ / 2 — Для кольцевой.
Напряжения на выходе балансного и кольцевого КД с учетом фильтрации равны
^х б = р Ш ,і/2:
иХк ~ ^ к и ги 2
или, возвращаясь к сигналам с реальными спектрами и учитывая усреднение в интеграторе.
і/кл=/ОД/,(Л Ш(і-т).
где
£/,(/) и Д2(і —Д —комплексные амплитуды входных колебаний; Iß/? (для балансной схемы)
К*= Ь /? (для кольцевой схемы)-км ф ф иш ,еит "ереяач" ПН' (.Коэффициент передачи пассивного интегратора Кн полагаем равным единице). Таким образом, напряжение на выходе КД пропорционально значению оценки взаимной корреляционной функции входных напряжений z T{x). Для получения модульного
значения 2 г(Д (значения огибающей гг(Д) необходимо приме нить схему квадратурной обработки [!|.
Рассмотренные КД, содержащие ПН с выходом по низкой, ча стоте, получили свое название (КД типа ФД) в связи с тем, что их схемы по начертанию похожи на схемы ФД. Отличие КД от ФД заключено в режиме работы: в ПН используется квадратич ный участок ВАХ диодов. Для работы в квадратичном режиме амплитуды входных колебаний должны быть достаточно малыми (сотые или десятые доли В). При этом К хС 1 и становится оче видной необходимость последующего усиления выходных колеба ний КД с пассивными фильтрами, то есть применения активных интегрирующих фильтров — УНЧ. С включением в состав КД
УНЧ, имеющего коэффициент передачи |
коэффициент пере |
|
дачи |
Ккд=КхКц может иметь требуемую величину. |
|
б) |
Корреляционные детекторы типа |
смесителя |
В КД этого типа производится предварительный сдвиг несущей частоты одного из перемножаемых колебаний на величину /іо перед
112
I
подачей их на ПН. Свертка спектра сигнала получается на часто те сдвига /о, которую можно выбрать вне зон, занятых спектрами низкочастотных и высокочастотных мешающих составляющих — автоспектрами и спектрами входных сигналов. В этом случае схем ная компенсация может не понадобиться. Достаточно выходное напряжение ПН, полезная составляющая которого имеет проме жуточную частоту, подвергнуть фильтрации с помощью узкополос ного УПЧ— интегратора (УПЧИ).
Структурная схема КД типа смесителя приведена на рис. 81,
1' Г |
------ |
|
|
|
|
|
І Unai~ |
и,ш\ |
___ |
|
I X |
Ф Л т и |
-------tiurzm |
||
|
А - |
АЛ |
-j-< |
||||
|
1 |
. га"! . |
|
L |
|
|
|
„ Я * № J r № |
t r |
|
k |
' . |
|||
, 1 |
fo\ |
|
f— |
|
a |
||
\ \ Щ Ң |
|
|
|
|
|
» УKM |
|
|
1 |
т |
|
|
|
||
1 ' |
6шт т |
! |
|
|
1 |
||
LT г _ |
— |
1 |
|
|
__1 |
Рис. 81
Взаимный сдвиг спектров сигналов достигается путем включе ния на одном из входов ПН вспомогательного преобразователя частоты, состоящего из смесителя См, гетеродина сдвига и полосо вого фильтра ПФ. В качестве ПН можно использовать смесители любого известного типа — односеточные, многосеточные, диодные. По начертанию Схем такие ПН не отличаются от смесителей, одна ко имеют характерный режим работы, об особенностях которого уже говорилось выше.
Выходное напряжение ПН фильтруется, усредняется и усили вается активным полосовым фильтром-интегратором УПЧИ, настро енным на частоту сдвига /о. Амплитуда напряжения на выходе УПЧИ пропорциональна значению огибающей функции взаимной корреляции или модульному значению корреляционного интеграла Zr(t), а фаза содержит информацию о разности фаз исходных сиг налов и включает фазу колебаний гетеродина сдвига. Поэтому для получения напряжения, пропорционального модульному значению Z T ( т ) , достаточно продетектировать выходное напряжение УПЧИ с помощью амплитудного детектора АД(і/кді=Лгкді^г(т), где ЛГкді==
= /( хАи^АДі )-
При необходимости сохранить информацию о разности фаз при нятых сигналов и получить напряжение, пропорциональное значе нию корреляционного интеграла zT{т), выходное напряжение УПЧИ
следует продетектировать с помощью синхронного детектора СД, на который © качестве опорных поступают колебания гетеродина сдви
га |
({/кд2 =К кд2 гг(т), |
где К т 2—К.у.^пКсц)- |
8 |
9 а » , S 7 T |
|ІЭ |