Файл: Грабовски, К. Параметрические усилители и преобразователи с емкостным диодом.pdf

Зависимости (3.74)—(3.77) представлены на рис. 3.23—3.26.

До сих пор оптимизация параметров преобразователя основыва­ лась на предположении, что q'0 > 1, а это в результате приводило к воз­ можности получения в преобразователе неограниченного усиления. Теперь рассмотрим случай, когда

0 « 7 $ < 1 . (3.78)

Рис. 3.27. Зависимость максимального обменного усиления преобра­ зования' от динамической добротности варакторного диода на сиг­ нальной (ось абсцисс) и на выходной (параметр) частотах в трехчастотном преобразователе с нижней боковой типа модулятора или демодулятора.

Из выражения (3.65) следует, что усиление Ge всегда положитель­ но, как положительны действительные части входного и выходного импедансов (3.61) и (3.62). Обменное1) усиление сводится при этом к рас­ полагаемому усилению и достигает максимального значения (рис. 3.27).

когда сопротивление генератора

1 1 См. приложение П.1.

87

тель согласован с обеих сторон. Зависимости ( 3 . 8 0 ) и ( 3 . 8 2 ) показаны пунктирной линией на рис. 3 . 20 , а зависимость ( 3 . 8 1 ) — на рис. 3 . 22 .

шом усилении преобразования) температура шума достигает миниму­

вания достигало бесконечно большой величины, получены выражения ( 3 . 7 4 ) , ( 3 . 7 6 ) , ( 3 . 7 7 ) , при которых температура шума ( 3 . 7 5 ) мини­ мальна.

Вычисление параметров преобразователя при обеспечении мини­ мальной температуры шума можно начать с нахождения минимума вы­

который идентичен с ( 3 . 4 0 ) при условии, что |<71 ) 0 | будет заменено на |9г,о|- Это очевидно, так как выходные зависимости ( 3 . 6 9 ) и ( 3 . 2 7 ) одинаковы. Необходимое значение Те в соответствии с ( 3 . 8 5 ) дости­ гается тогда, когда сопротивление генератора составляет

88

Из уравнения (3.87) следует, что Ge достигает бесконечно большого значения, если выполняются соотношения (3.74) и (3.76). Если выход­

будут отрицательны, в то время как в противном случае обе эти вели­ чины положительны.

3.5.ДВУХЧАСТОТНЫИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ

СНИЖНЕЙ БОКОВОЙ ТИПА ДЕМОДУЛЯТОРА

Этот тип преобразователя отличается [9] от рассмотренного толь­ ко тем, что в нем частота выходного сигнала после преобразования меньше частоты входного сигнала, т. е. со0 > со;. Это означает, что час­ тота накачки в таком преобразователе удовлетворяет условию

Все формулы, графики и выводы § 3.4 относятся и к этому типу преобразователя без необходимости менять в них что-либо.

3.6.ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ДВУМЯ БОКОВЫМИ

Рассмотренные в § 3.2 и 3.4 двухчастотные преобразователи.с од­ ной боковой типа модулятора (с повышением частоты) обладают прин­ ципиально разными чертами, если речь идет о возможностях усиления при близких шумовых характеристиках. Преобразователь с верхней боковой характеризуется ограниченным усилением и положительными действительными частями входного и выходного импедансов. Преоб­ разователь с нижней боковой при выполнении условия q[> I обладает возможностью бесконечно большого усиления, имея одновременно от­ рицательные действительные части входного и выходного импедансов. Поэтому становится интересным анализ [1—3, 10, 14—19, 25, 26, 28, 32, 36] устройства, через варактор которого помимо тока источника сигнала с частотой со0 протекают токи с частотами соответствующими

89

обеим боковым: щ = со,, + со0 и сог = со,, — C U 0 (рис. 3.29). Нагрузка в таком преобразователе может быть расположена в контуре, настроен­ ном на частоту щ либо со,-; при необходимости мощность может отби­

Рис. 3.29. Эквивалентная схема преобразователя с двумя боковыми типа модулятора.

3.6.1.О Б Щ И Е АНАЛИТИЧЕСКИЕ С О О Т Н О Ш Е Н И Я

ДЛ Я ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ С Д В У М Я Б О К О В Ы М И ТИПА М О Д У Л Я Т О Р А

На основе (2.29) и (2.39) составим основную систему уравнений, описывающих свойства смесителя при малых сигналах:

где значения отдельных элементов матрицы [ZJ можно найти из (3.14), (3.15) и (3.54) с той лишь разницей, что нагрузка Z H a r p может быть ли­ бо учтена только в одной из составляющих Z _ l t - 1 или Z X i l , либо соот­ ветственно распределена на оба элемента в зависимости от того, каким образом отбирается мощность преобразованного сигнала.

Из уравнений (3.90) и (3.15) следует, что существенную роль в ра­ боте преобразователя будет играть также вторая гармоника S 2 эластан­ са (при воздействии накачки), которая не наблюдалась в рассмотренных ранее трехчастотных преобразователях с одной боковой. Этой гармонике соответствует частота 2сон и в процессе преобразования теперь участ­ вуют пять частот. Поэтому такие устройства иногда называют пятичастотными преобразователями с двумя боковыми, а если пренебрегают второй гармоникой эластанса 5 2 = 0, то четырехчастотными1 '. В даль­ нейшем проведем сперва общий анализ [16] пятичастотного преобразо­ вателя с двумя боковыми, а затем упростим полученные результаты для случая четырехчастотного.

Используя (3.5), (3.15)—(3.17) и (3.57), получим следующее выра­

90

где для упрощения двойные одинаковые индексы при собственных им-

а также в контур, настроенный на частоту сог:

г в ы х I = 1 + j U (CDj) + </;, f ] +

+ { — — Ф1 + j [?O,I<7I,O<7m + <7i,o<7o,i<7u]}/(zoZi + <?0). (3.93)

Из выражений (3.91)—(3.93) следует, что с помощью параметри­ ческой связи через переменный эластанс S (a>Ht) в отдельные контуры вносятся реактивные составляющие импеданса, которые не исчезают даже тогда, когда собственные импедансы zm<n будут настроены в ре­ зонанс для конкретных (отдельных) частот со„'. Появление этих состав­ ляющих зависит от второй гармоники S2 [см. (3.15), (3.57)].

Как показано в гл. 2, для большинства р-п переходов с накачкой необходимо считаться с существованием второй гармоники эластанса, которая может доходить до величины порядка (0,25—0,5) S±. В появле­ нии мнимой составляющей

от рассмотренных ранее трехчастотных преобразователей с одной бо­ ковой, а также от перехода с накачкой, в котором можно было прене­ бречь второй гармоникой эластанса.

Появление составляющей \q (3.94) в (3.91)—(3.93) указывает на тот факт, что в преобразователе целесообразно отличать так называе­

отдельных контуров преобразователя в отсутствие параметрической связи, от понятия так называемого «горячего» резонанса, под которым понимают резонанс входного и выходного импедансов соответственно с импедансом генератора и нагрузки:

Дальнейшие выводы из обсуждения (3.91)—(3.93) можно сделать, отделив в этих уравнениях действительные и мнимые части. Алгебраи­ ческие преобразования приводят тогда к следующим зависимостям:

91