Файл: Кузьмин, А. А. Маломощные усилители с распределенным усилением.pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 19.10.2024
Просмотров: 88
Скачиваний: 0
efopa с эмиттерной противосвязыб с учетом индуктивно сти базового вывода L§ с помощью соотношений:
— |
+/Ушт-^бУ|']Э). |
(8-5) |
y ^ = y !J ( l + i y w^ y JL ’ |
<8-6) |
|
Уг1э= y^J(^"Ь 1Уш^бУ1иа), |
(8-7) |
|
yL = [ Ч У ^ б У ^ / Л 1 + j y ^ U y JL ] + yLm - |
(8.8) |
|
Для современных высокочастотных транзисторов числен ное значение (от£б лежит в пределах (20—40) Ом и на достаточно высоких частотах (г/> 0 ,2 ) соизмеримо
с 1 /у 1 .
1 и 1 1Э
Следствием этого является заметное влияние индук тивности базового вывода L§ на //-параметры транзисто
ра в области высоких частот. Интересно отметить, что индуктивность базы наряду с уменьшением прямой про
водимости uLL транзистора (8.7) увеличивает его вход-
ное сопротивление (8.5), что является полезным при создании УРУ параллельной структуры.
Из эквивалентной схемы транзистора с общей базой (рис. 8 .1 ) определим /г-параметры, являющиеся коэффи
циентами в уравнениях (3.1). Налагая соответствующие условия холостого хода и короткого замыкания, а также
anK 1 и шДбСк < 1, |
найдем: |
|
|
||
^126 ■— |
У « Л А 5 |
(8.9) |
|||
/гп |
Дно + Уг ( г б — |
TL 0) |
|
||
6 |
|
1 + У2 |
1 |
|
|
|
|
|
|||
+ 1Уют7 э ( 1 + |
Уг) + |
щ Ц У 2 + |
( а о 'б — И ,) |
(8. 10) |
|
|
|
|
1+ </2 |
|
|
Л21б = |
ат = |
а„/(1 +/«/). |
(8.11) |
||
|
|
Д22б = — /®ск. |
|
(8. 12) |
|
8.1.3. (/-параметры усилительного элемента на транзисторах по каскодной схеме общий эмиттер— общая база
Известно, что транзистор при включении по схеме сОЭ обладает значительной внутренней обратной связью. Это затрудняет создание широкополосных транзистор-
146
ных усилителей, т. к. эффективных методов широкопо лосной нейтрализации проходной проводимости нет. Поэ тому при создании широкополосных усилителей часто используют каокодные схемы, состоящие, как правило, из двух соединенных определенным образом транзисто ров. Хорошими усилительными свойствами и широкопо-
лосноетью обладает |
каскодная схема типа ОЭ—ОБ. |
Как показано в [55], |
каскодная схема ОЭ—ОБ имеет |
внутреннюю обратную связь на 2—3 порядка меньше, чем схема с ОЭ. Для улучшения параметров усилитель ного элемента следует в цепь эмиттера транзистора сОЭ включить сопротивление эмиттерной противосвязи
(рис 8.2).
Получение точных выражений у-параметров каскодной схемы (уцк) ОЭ—ОБ с эмиттерной противосвязью
в первом транзисторе с учетом индуктивностей и емко стей выводов транзисторов путем непосредственного ре шения системы уравнений относительно входного и вы ходного токов соединений транзисторов практически не возможно и нецелесообразно. Поэтому, пренебрегая обратной связью в транзисторе по схеме с общей базой в диапазоне частот (o^O,5coT, можем выразить у-пара- метры каскодной схемы ОЭ—ОБ через параметры схемы с ОЭ и схемы с ОБ:
П К |
|
:~ |
У 11 Э |
1 |
1 |
|
(8.13) |
У |
|
п |
|
|
|||
|
|
|
|
* М 1 К |
|
|
|
2 1 |
К |
~ |
|
|
I |
if2IK |
(8.14) |
У |
|
^ 2 1 3 ^ 2 1 6 --- | у2,к|е |
21к, |
|
|||
У22к~ |
/*226= —/сйСк= —/соСик- |
(8.15) |
|||||
При этом транзисторы с ОЭ и ОБ считаются одинако выми.
Таким образом, входная проводимость и проводи мость прямой передачи каскодной схемы ОЭ—ОБ опре деляются в основном соответствующими проводимостя ми транзистора с ОЭ, а выходная — выходной проводи мостью транзистора с ОБ. Как показано в работе [54] на основании анализа результатов расчета на ЭВМ у- параметров транзистора с ОЭ и каскодной схемы ОЭ— ОБ с учетом индуктивностей и емкостей выводов тран зисторов, выражения (8.13) — (8.15) целесообразно ис пользовать для анализа УРУдо частот (0,4—0,5) fT. На
частотах больших 0,5fT каскодная схема ОЭ—ОБ прак-
|0* |
147 |
тически теряет свое основное преимущество — малую обратную проходную проводимость по сравнению со схемой ОЭ.
На основании (8.13) — (8.15) получим выражения у-
параметров каскодной схемы с эмиттерной противосвязью с учетом индуктивностей эмиттерного и базового выводов транзисторов [54]. Подставив в (8.13), (8.14) выражения (8.5), (8.7) с учетом (8.1), можно получить выражения для уцк и у2iK, которые окажутся достаточно сложными. Однако в диапазоне частот у < 0,5, где спра
ведливы эквивалентные схемы рис. 8.1 и 8.2, выражения (8.13), (8.14) можно существенно упростить без замет ного уменьшения точности расчетов.
В указанном диапазоне |
частот влиянием емкостей Ск |
и СК2 на y Lin и у ^1 можно |
пренебречь [50]. Кроме того, |
для современных транзисторов а)тТк<С1. С учетом этих допущений выражения (8.13), (8.14) приводятся к виду
. . _________ 1Н~ iy?о______ |
|
|
(8.16) |
Р » [ Я . к - У ^ г Ц + М , , ] |
’ |
|
|
|
|
||
—“о/0 + /# ) |
|
, |
(8.17) |
Уг1К ~ R2к— (/2C0TLS + jyRls |
|
||
|
|
||
г д е
----- Г б “ t” ^ О С “ Н |
^ 2 К = = ^ 1 1 0 —Ь" R o o t L j . |
L6 -|- L3.
(8.18)
Согласно (8.15) параметр у22к приблизительно равен Й22б, определяемому при разомкнутом входе второго
транзистора с ОБ. Поэтому выходная проводимость но сит емкостной характер, а С22к= Ск. Полученные выра жения (8.16), (8.17) для случая Я ои= 0 и уРо>1 полно
стью совпадают с соответствующими выражениями, при веденными в [50].
Для анализа АЧХ каскада УРУ в дальнейшем потре буется знать активную и реактивную составляющие уцк,
а также модуль у2\к. |
|
|
|
|
Полагая |
дополнительно |
[30Р1К> mTLs, из |
выражений |
|
(8.16), (8.17) |
получим |
|
|
|
|
|У21к| —У21коРк, |
|
(8.19) |
|
|
2 1 К 0 |
Я |
2Kt |
(8. 20) |
|
У |
|
|
|
148
|
YK= |
|
1//1Н- r |
____ |
|
|
(8.21) |
||
|
— А_________- |
|
|
|
|||||
|
|
V { l - S sy‘)* + |
|
(9ty)* |
|
|
|
||
|
К — ш'^ l/^ак» Рт — R ik/Rivu |
(8.22) |
|||||||
Ru«- |
|
|
( 1 |
- М |
2)2+ |
(Рт</)2 |
(8.23) |
||
R e |
■— А1 |
|
|
|
1 |
+ * • |
|||
|
О / и к ) |
~ " ' ' 1 1 К 0 |
|
( p r f , + в * ) |
|||||
|
|
RllKO== Ро^2К» |
|
|
1 — |
1 |
|
(8.24) |
|
С ц к = 1ш (j/цк)/01 = :: |
ко ( |
|
|
|
(8.25) |
||||
|
l - |
^ |
’ -MPi*)* |
||||||
|
|
^ико ~ |
1/(***т-^ак)* |
|
|
|
(8.26) |
||
Как видно из уравнений (8.19) — (8.25), активная и ре активная составляющие входной проводимости, модуль проводимости прямой передачи каскодной схемы ОЭ— ОБ являются достаточно сложными функциями пара-
|
|
|
|
|
0,8 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0,8 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
•о |
oj |
о,г |
о,з |
у |
||
|
|
|
|
|
Рис. 8.4. |
Зависимости |
Ук |
от |
|||
Рис. 8.3. |
|
Зависимости |
нормированной частоты |
при |
|||||||
|
различных значениях |
R0с: |
|||||||||
Ci ,k/C„ho ( |
|
) |
и |
10 Ом (/), |
15 Ом (2), 20 Ом (3), |
||||||
Ямк/ЮО Ом (---------- ) |
от |
|
|
25 Ом (4). |
|
|
|
||||
нормированной частоты: |
метров |
|
транзистора, |
его |
|||||||
|
|
|
|
|
|
||||||
Номер кривой 1 |
2 |
3 |
4 |
режима, |
индуктивностей |
||||||
|
|
|
|
|
выводов, обратной |
связи |
|||||
|
10 |
15 |
20 |
25 |
и частоты. Емкостной ха |
||||||
*ое0м |
рактер |
входной |
проводи |
||||||||
|
|
|
|
||||||||
Сико’ пф |
6,6 |
5,0 |
4,1 |
3,4 |
мости |
на высоких часто |
|||||
тах в результате влияния |
|||||||||||
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
индуктивностей |
|
вводов |
||||
может измениться на индуктивный. Поэтому целесооб разно работать на таких частотах и при таких величи нах Roc, при которых емкостной характер входной про
водимости сохраняется.
Проиллюстрируем частотные зависимости FIt, R uK и Сцк на конкретном примере транзистора ГТ-330, исполь
149
зуя |
5 |
следующие |
величины параметров: |
fT= 1500 МГц, |
||
гэ= |
Ом, Ро=50, Гб=20 Ом, |
L3:б = 4 нГ*> |
при дискрет |
|||
ном изменении |
сопротивления |
^ оо=10, |
15, |
20 и 25 Ом |
||
(рис. 8.3 и 8.4). Как видно из графиков, частотные зави симости сильно выражены и могут существенно влиять на характеристики каскада РУ. Увеличение сопротивле ния обратной связи приводит к росту Дцк и к уменьше нию крутизны спада Сцк и |г/21к|- При этом Сцко и |#21ко| уменьшаются.
8.2. ГРАФО-АНАЛИТИЧЕСКИЙ МЕТОД РАСЧЕТА ПАРАМЕТРОВ И ЭЛЕМЕНТОВ КАСКАДА УРУ НА ТРАНЗИСТОРАХ, ВКЛЮЧЕННЫХ ПО КАСКОДНОЙ СХЕМЕ ОЭ—ОБ
Одной из наиболее перспективных схем УРУ являет ся схема на ФНЧ типа k и транзисторах, включенных по
каскодной схеме ОЭ—ОБ (рис. 1.4). Можно считать, что по комплексу технических показателей данная схема превосходит другие имеющиеся схемы. В первую очередь следует отметить достаточно большую широкополосность, достигающую (0,5—0,6) fT. По мере совершенст вования транзисторов абсолютная полоса пропускания данной схемы расширяется. Кроме широкополосности, данная схема может обеспечить достаточно хороший КСВН и развязку входа и выхода, сравнительно малый коэффициент шума и т. д.
Транзисторный усилительный элемент (в отличие от УЭ на электронных лампах) обладает достаточно высо кой эквивалентной крутизной. Поэтому в транзисторных УРУ нет смысла применять полосовые трехэлементные фильтры (для повышения коэффициента усиления). При необходимости полосу пропускания со стороны нижних частот можно ограничить, используя на входе усилителя или между каскадами ФВЧ. Далее мы будем рассмат ривать каскад на ФНЧ типа k. Так же, как в каскаде на
электронных лампах по каскодной схеме ОК—ОС, при нимаем допущения: отсутствие расфазировки и обратной связи через УЭ, полное согласование на концах переда ющих линий, наличие потерь только во входной линии, вызванное частотно-зависимой активной составляющей
*> Величины индуктивностей L a и Le несколько увеличены по
сравнению со значениями, указанными в табл. 8.1, поскольку в ре альной схеме длина выводов более, чем 2 мм.
150