Файл: Шумоподобные сигналы в системах передачи информации..pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 10.04.2024
Просмотров: 152
Скачиваний: 0
лов таких проверок может быть много. Если при их выполнении про исходит ложное обнаружение, то это приводит к потере времени, так как последующая проверка не подтверждает правильности обнаруже ния, и поиск возобновляется. Количество циклов может достигать 103— 104 и более, поэтому обычно считают допустимыми незначительные вероятности ложных обнаружений при каждом цикле обнаружения. Обычно Р (ГУО) принимают равной 10~5 — 10~8. Подробно это рас смотрено в гл. 5. Очевидно, что модель сигнала с известной фазой не может быть применена при исследовании реальных условий обнаруже-
? |
M |
20 |
30 |
E5[Nn,E5jNn |
г— |
I |
• ] |
I |
Л |
Рис. 2.3.2.
ния при поиске. Однако для того чтобы получить представление о тех потерях, с которыми связано обнаружение и поиск сигнала со случай ной фазой по сравнению с сигналом с известной фазой, который прак тически в случае поиска не может быть реализован, приведем основные выражения для этого случая. Если порог должен определяться исхо дя из Р (IVO), величина кото'грой считается заданной, то из (2.3.6) получаем
П2 нп = (TSNJA) arg F [ l - P (Г./0)], |
(2.3.8) |
где arg F означает функцию, обратную F.
Выражение (2.3.8) подтверждает сказанное ранее о преимущест вах и смысле критерия Неймана—Пирсона. Как видно, порог не за висит от априорных сведений, необходимых при использовании кри терия минимума среднего риска, и от амплитуды сигнала.
Поскольку вероятность ложного обнаружения задается и исполь зуется для выбора порога, то основным качественным показателем об наружителя будет вероятность пропуска сигнала, которая получается путем подстановки порога, определяемого (2.3.8).
27
Тогда получаем |
|
Р ( а д = 1 — F [УЩ/ІГп — agr F [1 — Р (Г./0)]}. |
(2.3.9) |
График зависимости 1 — Р (T0/s) = Р (Ts/s) от отношения |
EJNn |
при заданной вероятности Р (IVO) дан на рис. 2.3.3 (сплошные кривые).
P(rsfs)
Рис. 2.3.3.
2.3.2. Распознавание двух ненулевых сигналов
с известной фазой(активная пауза)
Как будет показано дальше, при распознавании влияние неиз вестности амплитуды на оптимальные алгоритмы и схему носит со вершенно другой характер, чем при обнаружении.
При распознавании двух ненулевых сигналов с неизвестной ам плитудой имеем
|
51 (t, |
ß i , |
ß 2 > |
• • • ) |
— |
OelSoi |
( 0 . |
|
|
5 2 |
ß l > |
ß2> |
• • • ) |
~ |
° S 2 S 0 2 |
(0 - |
|
Из (2.2.13) и (2.3.2) следует, что условие принятия решения о на |
||||||||
личии сигнала sx |
(t), т. е. принятия гипотезы Г8 г при условии, что сиг- |
|||||||
налы s1 (t) и s2 |
(tf) ортогональны, |
т. е. |
\ sr(t)sz(t)dt |
— 0, имеет вид |
||||
|
|
|
|
|
|
о |
|
|
^ + 1 , + |
Г о і ( 0 х ( 0 ^ |
Г |
( 0 х ( 0 |
"п |
"п J |
Nn |
J |
|
О |
|
О |
где Е$1я Es2 — энергии сигналов sx (t) и s2 (^).
^ > 1 п п >
28
Очевидно, что поскольку сигналы Si (t) и s2 (t) несут одинаковую информационную нагрузку, то целесообразно делать их равной энер гии (длительности) и амплитуды. Тогда
ls 2
Кроме того, по изложенным выше причинам обычно в системах радио связи, использующих распознавание двух ненулевых сигналов, можно положить, что П — 1. При этом условие принятия решения о наличии сигнала sx (t) имеет вид
Агх = 5 |
s01(t)x(t)dt-\s02(t)x(t)dt>0. |
(2.3.10) |
о |
о |
|
При Azx < |
0 должна приниматься гипотеза Г |
8 2 |
о действии сигнала s2 (t). |
Формула |
(2.3.10) является конкретизацией |
|
(для выбранной модели |
сигнала) полученного ранее в общем виде выражения (2.2.12).
Рис. 2.3.4.
Следовательно, оптимальное распознавание двух ненулевых сиг налов на фоне помех при неизвестной их амплитуде приводит к схеме с двумя корреляторами, вычитающим устройством и нулевым порогом. Очень важно то, что порог оказывается не зависисящим от амплиту ды сигналов и при любом ее значении остается нулевым. Этот резуль тат имеет большое значение. В дальнейшем он будет подтвержден и для других моделей сигнала, более близких к реальным, т. е. имеющих слу чайные параметры.
У систем с активной паузой имеются еще некоторые положитель
ные качества, которые будут рассмотрены ниже. |
|
|
|
Все это и определяет то, что в дискретной радиосвязи, |
в том |
||
числе при использовании ШПС, основными являются системы |
с ак |
||
тивной паузой. |
|
|
|
Оптимальная схема приведена на рис. 2.3.4. Обозначения на этом |
|||
рисунке аналогичны использованным на рис. 2.3.1. Ошибки |
распозна |
||
вания будут определяться тем, что случайная величина Дгж |
при нали |
||
чии одного из сигналов [например, |
(t)] благодаря действию |
помех |
29
примет знак, соответствующий наличию другого сигнала [s2 (t)], и будет принято ошибочное решение — переименование сигналов. Вероят ность переименования сигналов может быть получена интегрированием функции распределения от нуля (порог равен нулю).
|
|
со |
|
Р (rs l /s2 ) |
= |
f w (Azx)dAzx, |
(2.3.11) |
|
|
ö |
|
|
|
о |
|
Р (Ts^/sj) |
= |
J w (Azx) dAzx. |
|
— oo
Функция распределения w (Azx) будет получена в § 2.4, она является нормальной. Тогда интегрирование в случае идеально ортогональных сигналов приводит к табулированным интегралам
р о ш |
= 1 IP (Гп /52 ) + |
р (г.А)! = |
|
= 1 - |
F {ѴЁЖп) = l |
- F (<7«ор/"|/"2). |
(2.3.12) |
Результаты расчета по (2.3.12) даны на рис. 2.3.2 (кривая б). Шумоподобные сигналы, действующие в общей полосе частот, как
это будет показано ниже, обычно не являются идеально ортогональ ными, они квазиортогональны. Однако выбросы функции взаимокор реляции, определяющие неидеальную ортогональность, относительно невелики и при слабых сигналах помехи больше влияют на вероятность переименования. При этом в первом приближении можно пользовать ся (2.3.12) и для ШПС. Использование сигналов с известной фазой, в том числе и ШПС, в системах передачи информации с активной пау зой находит применение тогда, когда необходимо обеспечить макси мально возможные дальности действия. Однако при этом необходимо кроме поиска и синхронизации по частоте и задержке применять также слежение за фазой, для чего необходимо при формировании сигналов предусмотреть образование несущей частоты в спектре излучения [2.3]. Однако основное значение сигналы с известной фазой при передаче информации имеют в связи с тем, что они позволяют реализовать осо
бое построение систем с активной паузой, при котором в качестве двух /• различимых сигналов используется один и тот же сигнал, но с измене нием начальной фазы на я . Такие сигналы называют противополож
ными. При этом может передаваться |
или сигнал Si (t), |
или s2 (t): |
|
s2 (t) = sx |
я) |
= —Si (/). |
(2.3.13) |
Распознавание противоположных |
сигналов может |
осуществляться |
в простой по построению одноканальной схеме с нулевым порогом, изо браженной на рис. 2.3.5. Достоверность распознавания противопо ложных сигналов также улучшается. Можно показать, что вероят
ность переименования |
определяется |
выражением |
|
Рот = |
1 ~F{V'2ÈjWn) |
= 1 ~F(qK0V). |
• (2.3.14) |
Результаты расчета по (2.3.14) даны на рис. 2.3.2 (кривая в).
30
Противоположными могут быть и ШПС, при этом выражение (2.3.14) справедливо без каких-либо приближений.
Необходимо отметить, что случай противоположных сигналов представляет некоторый специфический интерес для анализа дискрет ных методов обработки ШПС. Напомним, что широко распространен ные бинарные фазоманипулированные ШПС представляют собой псев дослучайную последовательность элементов с фазами, отличающимися
на я . Следовательно, эле- |
, |
|||
менты фазомаиипулирован- |
' |
|||
ных |
ШПС можно рассмат |
|
||
ривать как |
«противополо |
|
||
жные». Если |
ставить |
зада |
|
|
чу |
выявления последова |
|
||
тельности двоичных |
эле |
|
||
ментов сигнала, что делает |
|
|||
ся в дискретных (цифро- |
Р и с - 2 -3 -5 - |
|||
вых) согласованных фильт |
|
рах (см. гл. 7), то, рассматривая элементы как противоположные сиг налы, можно для этих целей применить простую схему рис. 2.3.5 с нулевым порогом. Вероятность ошибки в распознавании элемента сигнала можно вычислить по (2.3.14). В гл. 7 эти вопросы будут рас смотрены подробно.
2.3.3. Обнаружение сигнала со случайной фазой
и неизвестной амплитудой
Указанный сигнал можно записать в виде
s (/, |
ßx , ß 2 , |
...) = |
ass0 (t, cps0) = |
|
= asS0 |
(/) cos |
l(üs0t |
+ ф (t) + ф8 0 1. |
(2.3.15) |
Частоту и задержку считаем известными. При этом удобно по ложить Ts = 0 и 9 s 0 0 = ф 8 0 - Условная многомерная функция распре деления для смеси сигнала и помехи равна
|
w{xx х2 |
. . . / ф а 0 а в s r t ) = |
|
|
(2па2п) |
ехр — — |
J [x(t)—a„s0(t, |
4>so)fdt\ |
(2.3.16) |
п |
о |
|
|
|
|
|
|
Найдем условное отношение правдоподобия
|
2# С |
|
(2.3.17) |
|
Хехр |
X(t)S0{t)cos |
[as0t + 4>s(t) + <¥J dt\ |
||
|
||||
|
n <o |
|
|
31