Определение отклика на выходе обрабатывающего фильтра, давае мого выражением (8.5.3), малоудобно для практических расчетов из-за необходимости нахождения в общем случае большого числа членов. Поэтому рассмотрим несколько частных, но важных для практики или понимания сути происходящих процессов случаев, позволяющих упростить выражение (8.5.3).
8.5.2. Случай небольших искажений в канале при согласовании обрабатывающего фильтра
снеискаженным сигналом
Вэтом случае обычно АЧХ и ФЧХ могут быть выражены одним членом ряда. Тогда
Жк (со) = 1 -4- ах cos — со, фк (со) = сот,. -4- Ьх sin — ю. (8.5.4)
Подставив (8.5.4) в (8.4.4), получим
Если |
применить |
(8.5.5) к случаю |
неминимально-фазовой цепи, |
то величины аг и Ъ± независимы. Тогда |
из (8.5.5) следует, |
что фазо- |
частотные |
искажения |
вызывают уменьшение главного |
максимума |
и совместно амплитудно- и фазо-частотные искажения приводят к по явлению большого количества дополнительных выбросов, которые должны сложно взаимодействовать с выбросами основной ФВК. Временное положение дополнительных боковых выбросов относитель но основного определяется величиной й к , т. е. количеством осцилля ции АЧХ и ФЧХ в пределах полосы сигнала. Однако детальное рас смотрение этого выражения для случая неминимально-фазовых цепей проводить нецелесообразно, так как типичным является канал, со стоящий в основном из цепей минимально-фазового типа. В этом слу чае коэффициенты ах и Ьх зависимы, а количественное соотношение между ними может быть найдено из преобразования Гильберта. Если
считать, что |
% « |
1 и Жк |
(со) определяется выражением |
(8.5.4), то |
|
|
In |
1 - f а \ cos — со |
ÄS ах cos — со. |
|
Тогда, согласно табл. 8.4.1, |
Ь± ÄS аъ |
где ах — неравномерность АЧХ |
в |
относительных единицах |
и by — нелинейность ФЧХ, |
выраженная |
в |
радианах. |
Более |
удобно |
использовать коэффициент ах, |
поскольку |
его получение проще.
Рис. 8.5.2.
Выразив bi через аъ выражение (8.5.5) можно привести к виду
оо
|
tfSS(t) |
= |
/ , ( a 1 ) # , ( T - T K ) + |
2 |
î |
Л Ы Х |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
/ = |
|
|
|
|
|
|
|
X J O + |
• |
|
2я |
+ ( - 1 ) ' ( ! - / ) # « |
It |
t K / |
2л |
|
(8.5.6) |
|
|
|
|
|
|
|
Отклик фильтра на сигнал в этом случае имеет основную состав |
|
ляющую, которая |
повторяет |
ФАК с |
уменьшенной в соответствии со |
|
|
|
|
|
|
|
множителем / |
(аг) |
величи |
|
|
|
|
|
|
|
ной. |
Кроме |
того, |
имеется |
|
|
|
|
|
|
|
большое количество быстро |
|
Л 5 |
|
|
|
|
|
уменьшающихся |
по |
вели |
|
|
|
|
|
Ш |
|
чине дополнительных боко |
|
|
|
|
|
|
вых |
выбросов, |
располо |
|
|
|
|
|
//(а) |
|
женных |
симметрично отно |
|
|
|
|
|
|
сительно |
основного |
выбро |
|
|
|
|
|
|
|
са |
с |
временными |
интерва |
|
4 * |
|
|
|
|
|
лами,кратными 2 я / й к . Эти |
|
|
|
|
|
|
|
боковые |
выбросы |
сложно |
|
42 |
|
|
|
Ш |
|
взаимодействуют |
с |
боко |
|
|
|
|
|
|
выми |
выбросами |
основной |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ФАК. |
|
|
|
|
|
|
£,2 |
0,6 |
0,8 |
1,0 |
а |
|
По |
указанным |
причи |
|
нам |
восстановить |
общий |
|
|
Рис. |
8.5.1. |
|
|
|
|
|
|
вид |
ФАК |
на |
основании |
|
|
|
|
|
|
|
(8.5.5) достаточно |
сложно. |
|
|
|
|
|
|
|
Наибольший |
интерес пред |
|
|
|
|
|
|
|
ставляет |
поведение |
основ |
|
|
|
|
|
|
|
ного выброса, так как им |
|
|
|
|
|
|
|
определяются |
отношение |
|
|
|
|
|
|
|
сигнал/помеха |
и |
потери в |
|
|
|
|
|
|
|
энергии |
(если |
допустить, |
|
|
|
|
|
|
|
что небольшие |
искажения |
|
|
|
|
|
|
|
не изменяют уровня помех), |
|
|
|
|
|
|
|
и |
наиболее |
|
интенсивных |
|
|
|
|
|
|
|
дополнительных |
боковых |
|
|
|
|
|
|
|
выбросов. |
|
|
|
|
На рис. 8.5.1 приведе ны результаты расчета по (8.5.6) величины основного и наибольших дополни
тельных боковых выбросов. Зная уменьшение основного выброса, можно определить потери в энергии и достоверности. В случае, когда амплитуда дополнительных боковых выбросов меньше, чем величина боковых выбросов ФВК, они не должны оказывать существенного влияния. Однако их влияние может быть заметным для сигналов с большими базами, когда уровень боковых выбросов ФАК неиска женного сигнала невелик, а искажения АЧХ и ФЧХ значительны.
Считая, что дополнительные боковые выбросы, обусловленные иска жениями, становятся заметными, когда их величина превышает значе ние боковых выбросов Rs (т), которое равно 1/}/"Б8, можно построить зависимость допустимой величины неравномерности усиления в пре делах полосы а1 Д о п от базы сигнала, которая дана на рис. 8.5.2.
Таким образом, незначительные искажения, которые часто могут встречаться на практике (неравномерность АЧХ, составляющая 10—20%), могут существенно сказаться на потерях в энергии и ха рактере отклика. Пользуясь приведенными выше формулами и исходя из допустимых потерь, можно рассчитать допустимый уровень иска жений. Обычно при а < 0,05 влиянием искажений можно пренебречь.
8.5.3. Канал связи с идеальной АЧХ и неравномерной ФЧХ
Для выявления природы влияния тех или иных искажений на результаты представляет интерес исследовать случаи, которые редко могут встретиться на практике, но позволяют выяснить закономерно сти, характерные для крайних условий. Это может иметь и практиче ский интерес, если используются цепи неминимально-фазового типа или если выполняется коррекция только АЧХ. Тогда комплексный коэффициент передачи, заданный выражением (8,5.1), после преобра зований можно записать в виде
в |
(ш)= |
со |
оо |
/ |
о _ |
\ |
Ж |
П |
^ |
M & J e x p limita). |
(8.5.7) |
|
|
т= |
1 / = —те |
\ |
« к |
• |
С учетом последнего выражения (8.5.3) представляется в виде
(8.5.8)
Исходя из данной формулы, можно оценить искажения сигнала вследствие нелинейности ФЧХ канала. Однако расчеты получаются трудоемкими, если учитывать большое число членов. Поэтому целесооб разно осуществить усечение разложения для комплексного коэффи циента передачи (8.5.7), сохранив г членов под знаком произведения и s членов под знаком суммы. Выбор г я s определяется степенью не линейности ФЧХ в полосе сигнала и необходимой точностью расчетов [8.15]. Осуществив группирование членов в выражении (8.5.8), полу чим
ml = s 2
Y(x)= |
%Г |
Rs(x~rK |
+ mlf-)Aml, |
(8.5.9) |
ml |
= — S S |
|
V |
" к / |
|
|
Г |
|
|
|
|
где |
|
|
|
|
|
|
Ат1= |
2 |
П |
hh(bk) |
(8.5.10) |
|
|
1 |
г= |
1 |
|
и индексы Кк и k связаны |
соотношением |
|
|
|
Кх + |
21, + |
... + |
кІк |
+ |
... + |
гК = |
ml, |
(8.5.11) |
Xk |
= __s > |
_ s + |
j |
, |
о |
s - |
1, s. |
(8.5.12) |
Коэффициенты Xh выбираются из (8.5.12) таким образом, чтобы удовлетворялось равенство (8.5.11), a ѵт характеризует количество возможных комбинаций (8.5.11).
Если предположить, что в (8.5.9) г = 1, т. е. учитывается одна составляющая разложения ФЧХ в ряд, то получится известная фор мула для оценки искажений выходного сигнала при наличии фазовых ошибок, подчиняющихся синусоидальному закону [2.10]. При этом выражение для выходного сигнала записывается в виде
/ ? 5 1 ( т ) - / „ ( ^ / М т - * К Н - М ^ ) "к ! # . [ ' * |
|
2 л |
' |
' |
-Rs\X-rB-\- |
- g ) J . . . |
(8.5.13) |
|
Из анализа этой формулы следует, что, как и в предыдущем слу чае, наблюдается уменьшение основного выброса и появление допол нительных боковых выбросов. То, что эти выбросы могут иметь раз ный знак, не имеет принципиального значения, так как боковые вы бросы ФАК неискаженного сигнала также могут иметь разный знак (фазу). В наиболее важном для практики случае приема сигналов со случайной фазой детектор на выходе фильтра выявит модуль огибаю щей, поэтому основное значение имеет величина (модуль) дополнитель ных боковых выбросов. Смысл результатов будет рассмотрен ниже.
8.5.4. Канал связи с неравномерной АЧХ
илинейной ФЧХ
Сцелью выявления влияния различных искажений на характер отклика следует рассмотреть другой крайний случай, когда имеются только искажения АЧХ. Это может наблюдаться при применении це пей неминимально-фазового типа и при осуществлении коррекции искажений ФЧХ. При этом комплексный коэффициент передачи ка нала записывается в виде
ЛГ к (іо))= ( l + |
a „ c o s t t - 2 - t o W r a V |
(8.5.14) |
Тогда отклик на выходе обрабатывающего фильтра может быть пред ставлен как
/ ? e ( T - T K + 2 |
| |
! U t f , ( t - |
T K |
- 2 |
- ^ |
(8.5.15) |
«К ' |
V |
"К |
' J |
что |
искажения |
Рассматривая выражение |
(8.5.15), можно |
видеть, |
АЧХ, с учетом (8.5.14), не приводят к уменьшению основного выброса
и потерям в энергии. Это объясняется тем, что благодаря отсутствию искажений ФЧХ на выходе согласованного фильтра имеются правильно суммирующиеся сложные составляющие, одни из которых уменьшены, а другие увеличены, поскольку средний коэффициент усиления со храняется. Боковые выбросы носят другой характер по сравнению с предыдущим случаем. Знак этих выбросов в схемах с детектированием не имеет значения [8.261.
Из сравнения (8.5.13) и (8.5.15) следует, что при аппроксимации неидеальности АЧХ и ФЧХ одним членом тригонометрического ряда АЧХ дает одну пару дополнительных боковых выбросов. Количественно степень влияния АЧХ и ФЧХ на интенсивность максимальных до полнительных боковых выбросов примерно одинакова, если соотноше ние между отклонениями АЧХ и ФЧХ такое, как это следует для ми
нимально-фазовых цепей. Это |
находит |
подтверждение в |
том, что |
в случае минимально-фазовых цепей при малых искажениях |
один из |
максимальных дополнительных |
боковых |
выбросов увеличивается |
в 2 раза, а второй практически компенсируется, так как знак боковых выбросов, вызванных неидеальностями АЧХ и ФЧХ, различен.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
8.6. |
|
Влияние |
ограничения полосы |
пропускания |
канала |
связи |
|
|
|
|
|
|
Рассматривая свойства ШПС, обычно исходят из предположения |
о нали |
чии прямоугольной |
огибающей как у |
каждого |
элемента, |
так и у всего |
сигнала. |
Известно, что такой |
сигнал |
имеет бесконечно |
широкий |
спектр. В передатчике |
в цепях формирования можно получить сигналы, очень |
близкие к таким идеа |
лизированным, так как многие элементы схем |
являются |
достаточно широкопо |
лосными. В связи с требованиями к электромагнитной совместимости |
излучае |
мый передатчиком сигнал должен иметь огра |
|
|
|
|
ниченный по полосе спектр. |
|
|
Es |
|
|
|
Д л я анализа |
влияния |
ограничения по |
|
|
|
лосы пропускания в передатчике на характе |
|
|
|
|
ристики сигнала целесообразно |
использовать |
0,6 |
|
|
|
модель идеального полосового фильтра с пря |
|
|
|
моугольной А Ч Х и линейной Ф Ч Х . Эта модель |
|
|
|
|
соответствует |
использованию |
многоконтур |
|
|
|
|
ных фильтрующих |
цепей. В предположении, |
0,2 |
|
|
|
что осуществляется оптимальный прием на |
|
|
|
|
фоне белого шума, |
для |
определения |
влияния |
|
0,5 |
1,0 |
|
ограничения |
полосы |
на |
достоверность необ |
|
|
ходимо найти |
уменьшение |
энергии |
сигнала. |
|
Рис. |
8.6.1. |
|
Оценку |
уменьшения |
энергии |
сигнала |
|
|
|
|
|
|
взависимости от отношения полосы про
пускания А/эф к |
величине 1/Тд, где |
Тэ |
— длительность элемента сигнала, |
можно произвести, |
используя следующую |
методику. Отклик фильтра с идеаль |
ной прямоугольной |
А Ч Х на воздействие |
сигнала с прямоугольной огибающей |
определяется через интегральный синус. Соответствующее выражение можно найти, например, в [7.3]. Рассмотрев отклик фильтра на последовательность разнополярных (разнофазных) импульсов и вычислив энергию отклика в пределах интервала времени, соответствующего Тэ, можно найти зависимость энергии
излучаемого сигнала, отнесенной |
к энергии неискаженного |
сигнала, при чере |
довании импульсов |
от величины |
Д/эфТ'э, |
которая дана на |
рис. 8.6.1. |
Однако |
в ШПС количество |
переходов фазы равно |
Bs/2 и присутствуют блоки, |
содержа |
щие 2 и более однофазных импульсов, для которых потерями можно пренебречь. Таким образом, суммарные потери энергии ШПС при ограничении полосы будут