|
|
|
|
|
примерно в 2 раза |
меньше, |
чем приведенные на рис. 8.6.1. При ограничении |
полосы значением |
А/оф^э |
1, т. е. при излучении основного «лепестка» |
спектра |
идеально |
сформированного |
сигнала, потери в энергии составляют ~ 15%. |
Из |
рассмотренного выше следует, что при реальных ограничениях |
полосы |
частот в передатчике потери энергии и искажения формы незначительны, по
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
этому часто полагают, |
что в точку |
приема |
поступают |
сигналы |
с |
прямоугольной |
огибающей элементов и сигнала в целом. При приеме сигнала, |
ограниченного по |
Л(г) I |
полосе частот |
в |
передатчике |
и имеющего |
паразитную |
амплитудную |
модуляцию, |
в приемнике могут наблю |
|
даться дополнительные потери около 10%, обусловлен |
|
ные тем, что если |
используются корреляторы, то реаль |
|
ные |
перемножители |
предусматривают |
оптимальную |
|
обработку |
только |
сигнала |
с |
постоянной |
амплитудой. |
|
При |
использовании |
согласованных |
фильтров их реаль |
|
ные амплитудно-частотные характеристики могут быть |
|
близки |
к |
спектру |
|
сигнала |
|
и дополнительные |
потери |
|
незначительны. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
При анализе влияния ограниченной полосы частот |
|
в приемнике |
необходимо учитывать |
ее |
воздействие и |
0,6 V- |
іа сигнал и на помеху. |
|
|
|
|
|
|
|
|
Не |
|
будем |
рассматривать возможные |
сочетания |
|
|
|
|
характеристик |
приемника |
и схемы |
оптимальной обра |
|
ботки, так как при |
|
анализе |
|
указанного |
случая |
наибо |
|
лее |
целесообразно |
|
рассматривать |
линейную |
избира |
|
тельную |
часть |
приемника |
как часть схемы оптималь |
|
ной |
обработки. |
|
Характеристики |
|
УПЧ - приемника |
Рис. 8.6.2.
и фильтра, включенного перед многоотводной линией задержки, совместно опре деляют характеристики предварительного квазиоптимального фильтра. Как
показано в гл. 6, оптимальная полоса |
такого фильтра |
составляет (0,7—1)/Тд |
в зависимости от формы его частотной |
характеристики, |
и потери по сравнению |
со случаем оптимального приема сигнала с прямоугольной огибающей составляют 1,2 раза или 0,5 д Б . При полосе частот, более узкой, чем оптимальная, потери возрастают. При использовании корреляторов получаются аналогичные резуль таты.
Следует иметь в виду, что ограничение полосы как в передатчике, так и в приемнике сопровождается не только потерями энергии и достоверности, но влияет также на вид основного выброса и характер и величину боковых выбросов. Наибольший интерес представляет исследование ФАК искаженного сигнала, так как это дает полное и однозначное представление о характере влияния огра ничения полосы в передатчике при оптимальном приеме такого сигнала и поз воляет т а к ж е определить влияние ограничения полосы в приемнике в тех усло-
виях, когда для облегчения технической реализации оптимальной схемы и обес печения ее участия в селекции мощных посторонних сигналов эта схема имеет характеристики, близкие к согласованным для искаженного сигнала.
З н а я АЧ Х канала, можно найти энергетический спектр сигнала на выходе канала, а затем от спектра перейти к ФАК . Поскольку аналитические выражения для энергетического спектра и ФАК, позволяющие в удобной форме осуществить переход от одной характеристики к другой, достаточно сложны, то удобным яв ляется использование методики разложения ФАК по ортогональным функциям, при этом (см. § 2.7) апериодическая ФАК может быть представлена суммой отрезков косинусоид, каждой из которых соответствует составляющая энерге тического спектра сигнала.
Аппроксимируем огибающую ФАК сигнала Б 5 (т) рядом Фурье , тогда
оо
Б в ( т ) = Б „ + У Б Й С О З А - І ^ Т . ( 8 . 6 . 1 )
|
Предполагая, что ФАК существует |
в пределах [—Ts , |
Ts], |
можно |
найти |
соответствующий |
ей |
спектр: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
sin. со7% |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
| ^ S |
( » ) | 2 |
= 2 Б 0 |
Г 8 |
|
~ - * - - | - |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(ÙJ s |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
sin |
(Ш — ш) Ts |
|
f |
sin ( Ш + |
со) Ts |
|
S . 6 . 2) |
|
|
|
|
|
|
k= 1 |
|
|
|
(kQ — a) Ts |
|
^ |
(kQ + w)Ts |
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
Спектр апериодической ФА К может быть с достаточной для практики |
точностью |
представлен |
набором дискретных |
|
значений с интенсивностью, |
про |
порциональной |
амплитудам |
соответствующих |
|
|
|
|
|
|
гармоник разложения ФАК в ряд Фурье. |
|
|
|
|
|
|
|
Проиллюстрируем |
применение |
этого ме |
|
|
|
|
|
|
тода для анализа влияния ограничения |
спект |
|
|
|
|
|
|
ра сигнала |
на |
примере |
рассмотрения ШПС, |
|
|
|
|
|
|
построенного на основе |
ЛІ-последовательности |
|
|
|
|
|
|
с Б 8 |
= |
15. |
На рис. 8 . 6 . 2 дана |
ФАК |
неиска |
|
|
|
|
|
|
женного |
сигнала |
(кривая |
1), |
а также |
пред |
|
|
|
|
|
|
ставлены ФА К |
искаженных |
сигналов при на |
|
|
|
|
|
|
личии |
ограничения |
полосы |
(кривая |
|
2 |
соот- |
|
|
|
|
|
|
ветствует |
|
каналу |
при Д / Э |
|
0 , 8 Д / 5 |
кривая |
|
|
|
|
|
|
3 - п р и |
Д / 8 = |
0,4Д/„). |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Осуществив |
расчеты |
|
большого |
количе |
|
|
|
|
|
|
ства |
|
сигналов |
при |
разной ширине |
полосы |
|
|
|
|
|
|
пропускания с помощью ЭВМ «Минск-22», |
|
|
|
|
|
|
можно |
выявить |
общие |
закономерности |
изме |
|
|
|
|
|
нения |
их |
параметров |
[ 8 . 2 6 ] . |
На рис. 8 . 6 . 3 |
|
|
|
|
представлены |
изменения |
величины |
главного |
|
|
|
|
|
максимума |
R j (0)1 RS (0) — кривая |
1 |
(т. |
е. |
|
|
Рис. 8.6.3. |
|
изменение |
энергии |
сигнала), |
ширина |
основ |
|
|
|
|
|
ного выброса относительно ширины главного |
|
|
|
|
|
выброса |
ФАК неискаженного |
сигнала |
Г в |
ы д 1ІТЪЬІ§ s (кривая 2), |
уровень |
боко |
вых |
выбросов относительно |
величины |
основного |
выброса |
[RQIR(Q))VNB |
(кри |
вая |
3) . |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Из результатов следует, что ограничение полосы сигнала, по сути, экви валентно соответствующему изменению базы сигнала. Такж е видно, что харак тер боковых выбросов по мере сужения полосы частот изменяется. Короткие вы бросы с длительностью до Тд размываются и сливаются с импульсами большей длительности. Аналогичные явления наблюдаются при изучении взаимодейст вия двух сигналов. Следовательно, выбор базы используемых сигналов должен осуществляться с учетом ширины полосы пропускания канала .
8.7.Общая оценка влияния искажений
Изложенное выше позволяет сделать вывод о том, что характе ристики радиотехнических устройств оказывают существенное влия ние на свойства систем, использующих ШПС, в связи с чем анализ идеализированных свойств ШПС, выполненный в предположении от сутствия каких-либо искажений, неизбежных в реальной аппаратуре, не дает правильного и полного представления о свойствах систем, использующих такие сигналы.
При оценке всех основных параметров систем передачи информа ции, а именно: помехоустойчивости, взаимовлияния сигналов, разре шающей способности и т. п., необходимо учитывать влияние характе ристик аппаратуры. Особенно существенно влияние характеристик аппаратуры на потери в энергии сигнала и в достоверности его приема. При благоприятных условиях потери энергии могут составлять 1,5— 2 дБ, при неблагоприятных — до 10 дБ и более.
Рассмотренные в данной главе методы позволяют производить расчеты влияния реальных характеристик радиотехнических уст ройств систем передачи информации с использованием ШПС для ряда важных на практике случаев.
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ШУМОПОДОБНЫХ СИГ НАЛОВ ДЛЯ КОДОВОГО РАЗДЕЛЕНИЯ В МНОГОАДРЕСНЫХ СИСТЕМАХ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ
9.1. Многоадресные системы и методы разделе ния сигналов
Шумоподобные сигналы могут использоваться в многока нальных и многоадресных системах связи. Многоканальные системы осуществляют передачу большого количества независимых сообщений по одному тракту, связывающему оконечные станции. При этом в общий тракт поступает групповой сигнал, формируемый тем или иным обра зом (в зависимости от способа разделения). Эти системы подробно изу чены и описаны в литературе [1.6], поэтому рассматривать их не будем.
Многоадресные системы (MAC) обеспечивают связь между любой парой из совокупности независимых источников и получателей сооб щений (абонентов), размещенных в пространстве независимо друг от друга. В многоадресной системе в отличие от многоканальной сиг налы различных абонентов поступают в общий тракт (ретранслятор или среду). Необходимым условием выделения полезного сигнала является взаимная ортогональность (квазиортогональность) сигналов различных адресов, что достигается для простых сигналов сдвигом по времени — временное разделение (BP) — или по частоте — частотное разделение (4P), а для шумоподобных сигналов ШПС — специальным выбором закона формирования сигналов при их частичном или полном совпадении по времени и полосе частот — разделение по форме т. е. кодовое разделение (KP). Эти способы разделения адресов отличаются друг от друга использованием времени, полосы частот и мощности передатчиков, причем при временном разделении принципиально не обходимо наличие синхронизации в работе всей системы, в то время как системы с 4P и KP могут быть как синхронными, так и асинхрон ными.
Временное и частотное разделения в сочетании с частотной моду ляцией в многоадресных системах с ретранслятором рассмотрены в мо нографии [1.11], поэтому подробно останавливаться на них не будем. Там же проведена информационная оценка, не учитывающая техниче ских ограничений, и сравнение различных методов разделения с точки зрения критерия использования пропускной способности ретрансля тора при многоадресной работе, включая KP для сигналов в виде от резков шума в случае передачи информации в бинарной форме. Ис-
следованию свойств многоадресных систем с кодовым разделением по священы работы [9 . 3, 9 . 1 1 ] и др. Однако, учитывая, что KP представ ляет принципиальный и технический интерес, считаем необходимым рассмотреть его возможности в сочетании с различными видами мо дуляции в асинхронных MAC при реальных моделях сигналов с учетом технических ограничений, а затем сравнить полученные результаты с аналогичными характеристиками для других методов разделения.
Кодовое разделение предполагает использование сигналов с осо быми свойствами. Такими свойствами обладают некогерентные сигна лы с временным кодированием и сигналы с частотно-временной матри цей (ЧВМ) [ 1 . 1 6 ] . У некогерентных сигналов начальная фаза высоко частотного заполнения каждого элемента случайна, и оптимальная обработка включает накопление после детектирования, что снижает их устойчивость по сравнению с когерентными сигналами по отноше нию к шумовым помехам с ограниченной мощностью, в том числе и к мешающим сигналам других адресов. Однако эти сигналы обладают преимуществами перед когерентными сигналами с точки зрения про стоты устройств формирования и приема. Возможности использования таких сигналов в асинхронных MAC исследованы в литературе [1.16, 9 . 1], поэтому не будем на них останавливаться, а лишь воспользуемся результатами для сравнения с результатами, получающимися при использовании ШПС, предусматривающих когерентность в пределах длительности сигнала.
В качестве ШПС для кодового разделения могут использоваться фазоманипулированные (ФМн) и когерентные частотноманипулированные (ЧМн) [1 . 7] шумоподобные сигналы. Так как используемые ів MAC шумоподобные сигналы являются квазиортогональными, то кодовому разделению принципиально присущи взаимные помехи между адресами, обусловленные неидеальностью функций взаимной корреляции и называемые шумами неорт_огона.л_ьности. Для уменьшения
шумов неортогональности необходимо выбрать- |
ансамбль сигналов |
с хорошими взаимокорреляционными свойствами, например |
М-по- |
следовательности, у которых выбросы взаимокорреляцонной |
функ |
ции |
не превосходят (2—3)/І/~Б7 ОТ основного |
выброса |
автокорре |
ляционной функции. Использование для кодового разделены |
ФМн |
или |
ЧМн сигналов определяется принципом построения |
многоадрес |
ной |
системы. |
|
|
|
Многоадресные системы могут быть построены с центральной станцией и без нее с соединением абонентов между собой непосредст венно через физическую среду.
Центральная станция может выполнять различные функции: усиление сигналов, преобразование частоты, коммутацию сигналов различных абонентов, преобразование вида модуляции, выделение сигналов отдельных адресов и др. Простейшей разновидностью цен тральной станции является ретранслятор, осуществляющий преобра зование частоты передачи абонентской станции на частоту приема и усиление ретранслируемого сигнала. При введении ретранслятора дальность связи может быть значительно увеличена путем усиления 342