потока информации в системе при заданной допустимой величине ошибки.
Все сказанное ранее относительно влияния ретранслятора и ха рактеристик помехи на выходе согласованного фильтра будет справед ливо и в случае ВИМ-КР, но число сигналов, одновременно действую щих на входе приемника, может быть меньше числа активных адресов Naa, так как длительность каждого сигнала меньше длительности так тового интервала т к л . В предположении, что ухудшение отношения EJNnz из-за уменьшения энергии сигнала при увеличении Ѳ полностью компенсируется уменьшением плотности мощности помех от сигналов других адресов, что справедливо при некоторых допущениях, отно шение EJNns, не зависит от Ѳ и полностью определяется характери стиками системы согласно выражению (9.3.9).
Рассмотрим каждую из составляющих суммарной ошибки в от дельности.
Флюктуационная ошибка зависит от отношения энергии сигнала к суммарной плотности мощности помех на входе приемника и дли тельности фронта свернутого импульса, и ее дисперсия определяется следующим выражением, полученным по методике, изложенной в [9.4]:
А / С И С Т Ѳ Тк/1 Es
Дисперсия сообщения вне зависимости от вида модуляции опре
|
деляется выражением (9.3.4), |
поэтому |
|
|
|
D (А/ф) |
6 |
NnS |
(9.4.4) |
|
D{I) |
A / L e T ® 2 ^ ! |
|
|
|
Таким образом, при постоянной величине отношения EJNnx от |
|
носительная флюктуационная |
ошибка |
б ф обратно |
пропорциональна |
|
коэффициенту использования тактового интервала Ѳ. |
|
Ошибки за счет появления ложных импульсов обусловлены тем, |
|
что, если произошло пересечение порога помехой, |
приемник измерит |
интервал времени между тактовой точкой и моментом пересечения помехой уровня порога. Дисперсию ошибки за счет появления ложных импульсов можно найти следующим образом [9.4]. Считая, что после довательность моментов пересечения помехой уровня порога является пуассоновским случайным процесом (что справедливо, если длитель ность каждого выброса помехи много меньше интервалов между вы бросами), определяем вероятность ошибки в одном такте за счет лож
ного выброса, полагая при этом, что вероятность возникновения |
двух |
или более ложных импульсов за время АТ |
много меньше вероятности |
возникновения одного ложного импульса Рл. |
Вероятность Р л |
зави |
сит от временного положения информационного |
импульса |
tt и, |
сле |
довательно, от передаваемого значения / |
и |
от среднего |
числа вы |
бросов Хп огибающей шума в единицу времени, превышающих порог П. Усреднив квадрат абсолютной ошибки от ложных импульсов при временном положении информационного импульса tt по всем воз-
можным значениям сдвига |
начала выбросов помехи на уровне порога, |
определим дисперсию абсолютной |
ошибки |
от ложных импульсов |
в этом случае, а затем, |
усреднив |
ее по всем возможным tt |
с учетом |
их плотности вероятности, |
получим |
следующее выражение |
для дис |
персии ошибки за счет появления ложных |
импульсов: |
|
D(MJ^~ln®tK,i |
ILKC |
(9.4.5) |
|
О |
|
|
|
Значение Хп зависит от типа фильтра, включенного до детектора, уровня порога и от отношения EJNnz. В предположении, что весь предшествующий детектору тракт имеет равномерную частотную характеристику с полосой А / С и с т , а уровень порога равен половине максимальной амплитуды сигнала на выходе согласованного фильтра, используя соотношения, приведенные в [9.4], получаем следующую зависимость б л от отношения энергии сигнала к суммарной плотности мощности помех:
|
|
|
|
|
|
о2 тѴт;л/систѲХкІ1е~V4"Bï- |
с9-4 |
откуда следует, что при заданном значении EJNnx |
величина б л прямо |
пропорциональна |
коэффициенту использования |
тактового |
интервала |
Ѳ. Уменьшить б л |
можно стробированием путем уменьшения максималь |
ной девиации |
импульса AT, а следовательно, и Ѳ. |
|
Ошибки |
могут возникнуть и в результате подавления |
помехой |
информационного импульса на выходе согласованного фильтра. Будем
считать, что при подавлении импульса |
приемник |
воспроизводит мак |
симальное |
значение сообщения / м а к с - |
Можно |
найти зависимость |
дисперсии |
относительной ошибки от вероятности подавления импуль |
са. Опуская промежуточные выкладки [9.4], приведем лишь конечный результат:
|
|
бп |
= |
D (A/ n )/D (/) |
= 4 Р П 0 Д . |
(9.4.7) |
ния |
Вероятность |
подавления Р п о д в свою очередь зависит от отноше |
EJNriz и от уровня |
порога, выбор |
которого влияет и на б2 . |
|
Следует отметить, что при рассматриваемых значениях допусти |
мой |
ошибки (б2 |
== Ю - |
1 |
Ю - 5 ), если |
влияние б л |
существенно, то |
ошибка от подавления много меньше двух других составляющих резуль тирующей ошибки (бф и бл ), и поэтому в дальнейшем при расчетах ею
можно |
пренебречь. |
Тогда результирующая |
ошибка |
|
|
|
6 |
N„y |
1 |
Г~У~ |
e - V 4 |
" ^ (9.4.8) |
о2 |
= |
— |
— Л— |
А/сист Ѳ т к / 1 1 / |
— |
Полученное выражение связывает б2 с отношением EJNnz, ко торое, как уже отмечалось, зависит от интересующих нас характери стик системы (9.3.9). Существует оптимальное значение коэффициента использования тактового интервала Ѳ о п т , при котором результирую щая ошибка будет минимальна при прочих равных условиях. Так
Соотношения (9.4.11)—(9.4.13) позволяют построить семейства кри
вых |
Fix |
(Ei/Nn), |
Л?аа (Ej/Nn) |
и fis |
(En/Nn) |
для различных |
значений |
ô2 . |
Эти |
кривые |
для г|2 о г р = |
л/4, |
т к л = |
125 мкс |
приведены на |
рис. 9.6.1 и 9.6.2. Обсуждение этих зависимостей |
будет |
проведено |
в § |
9.6. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
9.5. |
Кодовое |
разделение |
|
при |
частотной |
моду |
|
|
|
ляции |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Системы с кодовым разделением и частотной модуляцией (4M - KP) су |
щественно |
отличаются |
от |
систем |
с К И М - K P |
и |
ВИМ - КР - Сигнал |
|
в системе |
с Ч М - К Р является |
непрерывным |
процессом, причем |
передаваемая |
информация |
заложена в закон изменения частоты, а информация |
об адресе — в закон |
фа |
зовой манипуляции непрерывного частотно-модулированного сигнала |
периоди |
ческой |
шумоподобной |
последовательностью. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рассмотрим работу передатчика и приемника |
системы с Ч М - К Р , |
функцио |
нальные схемы которых |
представлены на рис. 9.5.1, а эпюры сигналов в различ |
ных |
точках |
— на рис. 9.5.2. |
Сообщение |
/ |
(t), |
имеющее |
интервал |
корреляции |
т к / 1 |
поступает |
в частотный |
модулятор |
(4M), |
где осуществляется |
модуляция |
гармонического |
сигнала |
по частоте с индексом |
модуляции |
(х, в результате |
чего |
получается |
4 M сигнал s 4 M |
(t), |
занимающий |
полосу частот |
А / ч м и имеющий |
ин |
тервал |
корреляции |
частоты т к Ч М = ; 1 / Д / Ч М . |
Эта |
часть |
передатчика |
|
ничем |
не |
отличается |
от |
обычного передатчика |
с |
частотной |
|
модуляцией. |
|
Д л я |
осу |
ществления асинхронного кодового разделения необходимо сообщить получен
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ному |
сигналу |
s 4 M |
(t) |
адресный |
признак |
и расширить |
его |
полосу |
частот |
до |
полосы всей |
системы |
А / С и |
с т . Это |
можно |
сделать |
путем |
манипуляции |
сигнала |
S 4 M (О п о |
Ф а з е |
периодическим |
видеосигналом |
sB ; (t) |
периода |
Т8, |
формируемым |
генератором |
ШПС (Г S;). Д л я |
сохранения |
полезной |
информации, |
заложен |
ной в изменение частоты |
сигнала |
s 4 M |
(t), |
период |
шумоподобной |
последователь |
ности |
не |
должен |
превышать |
интервала |
корреляции |
частоты т к Ч М . |
Полагаем |
Ts = |
т к Ч |
М |
Процесс |
фазовой |
манипуляции 4 M |
сигнала |
шумоподобной |
после |
довательностью |
осуществляется |
в перемножителе, |
причем |
выходной |
сигнал |
занимает |
всю полосу |
частот |
системы |
А/С ист и |
может |
быть |
представлен |
в виде |
S 4 M (0 sBi |
(0- |
Этот |
сигнал |
усиливается |
в каскадах |
усиления |
мощности (УМ) |
и поступает в антенну. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Приемник |
должен осуществлять |
выделение |
сигнала |
данного |
адреса |
из |
смеси сигналов всех адресов и шума, снимать фазовую манипуляцию, и получен ный таким образом 4 M сигнал должен демодулироваться для выделения полез ной информации. Приемник содержит перемножитель, на один вход которого поступают принятые сигналы и шум, прошедшие устройство предварительного усиления и селекции (ПУС) с полосой А / с и о т , а на второй — копия кодирующей шумоподобной последовательности sB ; (t) от генератора копии сигнала (ГК S{), синхронизированная с ней по задержке [синхронизация осуществляется с по мощью устройства синхронизации (С)]. На выходе перемножителя включен полосовой фильтр (ПФ) с полосой пропускания А / ч м . Рассмотрим обработку полезного сигнала (сигнал данного адреса) таким приемником. В результате
|
|
|
|
|
|
|
|
|
перемножения принятого сигнала |
s 4 M |
(t) sB ; |
(t) |
на копию сигнала sB ; |
(t) |
шумо- |
подобная манипуляция |
снимается |
и восстановленный 4 M сигнал s 4 M |
(t), |
зани |
мающий полосу А / ч м , проходит через полосовой фильтр без значительного |
ослаб |
ления . С выхода полосового |
фильтра |
сигнал s 4 M |
(t) поступает на частотный ди |
скриминатор (ЧД), где выделяется |
полезная |
информации. Обработку |
получаю |
щегося после перемножителя |
сигнала s 4 M (t) |
sBi |
(t) sB ; (t) полосовым |
фильтром, |
настроенным на среднюю частоту принятого сигнала и имеющим полосу |
пропу |
скания Д / ч м = '/ т кчм> м |
о ж н о |
описать интегралом на интервале времени, равном |