Файл: Лурье Б.Я. Максимизация глубины обратной связи в усилителях.pdf

в рабочей полосе частот. >В линейном режиме двухполюсник с со­ противлением Z2 отключается, так как в качестве нелинейного двухполюсника w следует использовать параллельное соединение диодов с ірелейіной 'xaipактеристикой e= eSi sign'/, eSi — наиіряжение ограничения диодов, рис. 4.76. При более плавной зависимости е(і) или при меньшей фазе | arg Q |, т. е. при меньшей крутизне ЛАХ IQ I, 'величина нелинейной коррекции и достижимый выигрыш в глубине связи уменьшаются. Выбранные значения |a rg Q |^ 9 0 ° и характеристика е(і) — предельные, соответствующие грани устой­ чивости в режиме вынужденных колебаний (см. параграф 3.1 с уче­ том аналогии между уравнениями для системы с обратной связью и соединением двухполюсников, параграф '1.1).

Поскольку считаем, что ток через диоды і (t) определяется внешним источником (предоконечным каскадом) и форма его

—101

Совместное решение (4.5), (4.6) приводит к квадратному .урав­ нению относительно l/w, откуда

Использование такой нелинейной коррекции позволяет, напри­ мер, перейти от среза по Боде с-АФХ L б (рис. 4.8, 4.9) с глубиной, связи в рабочем диапазоне частот 37 дБ (при х=10 дБ, у= 1/6) к срезу с АФХ А=іАб +А„орр с глубиной связи в рабочем диапа­ зоне частот 51 дБ, т. е. на 14 дБ больше.

— 102 —

Частотная характеристика Лкорр составлена из отрезков прямых.

т. е. при основном наклоне •—10 дБ/окт), видим, что нелинейная коррекция позволяет расширить рабочий диапазон частот усили­ теля на 1,4 окт, т. е. в 2,6 раза.

При расчете данных табл. 4.1 считалось, что амплитуда тока лредоконечного каскада достигает 5 мА, что в 50 раз больше тре­

тока предоконечного каскада /п должна иметь примерно ту же величину, что и в оконечном каскаде. При выборе режима по по­ стоянному току транзистора предоконечного каскада следует учесть малое напряжение на его выходе, что позволяет ограни­ читься малым напряжением питания и, возможно, включить пред­ оконечный и оконечный каскады по постоянному току последо­ вательно.

При ограничении в предоконечном каскаде амплитуда первой гармоники его выходного тока равна 1,27 /п высшими гармониками этого тока можно пренебречь из-за шунтирующего действия емко­ сти межкаскадной цепи, входящей в Z u поэтому ААФХ—N при дальнейшем увеличении сигнала на входе предоконечного каскада оказывается параллельной оси А и направлена вверх.

Из ірассмотрения табл. 4.1 и ірис. 4.9 видно, что если 1,27 /п меньше 5 мА (например, 1,27 /п=1 мА), то допустимая фаза | —ф] и, как следствие, глубина обратной связи ів рабочем диапазоне час­ тот снижаются, однако и в этом случае выигрыш достаточно велик.

Если ток /п мал, то нелинейный корректор целесообразно вво­ дить не в межкаскадную цепь, а в цепь местной обратной связи

.(см. параграф 5.5).

У т о ч н е н и е г а р м о н и ч е с к о й л и н е а р и з а ц и и. Схему фис. 4.7 мо­ жно привести к виду рис. 4.10«. Форма тока предоконечного каскада близка к синусоидальной, так как в предоконечном каскаде в интересующих нас режи­ мах нелинейные продукты практически не возникают, а высшие гармоники, об-

нием глубины обратной связи, остальное — учет непостоянства глубины обрат­ ной связи в рабочем диапазоне частот и потери реализации.

— 103 —

разованные нелинейным корректором и оконечным каскадом, попадающие по петле обратной связи снова на вход предоконечного каскада, пренебрежимо малы из-за весьма крутых высокочастотных срезов (см. рис. 4.9), соответствую­ щих максимизированной глубине связи (т. е. применима гипотеза фильтра).

Учет высших гармоник несколько изменяет коэффициенты гармонической линеаризации по первой гармонике, т. е. изменяет N. Изменение это невелико, и поэтому уточнение достаточно производить на каждой частоте со,- лишь для

линейном двухполюснике задается внешним источником, как и предполагалось ранее.

Уравнения, описывающие цепь рис. 4.10а, совпадают с уравнениями, опи­

с ростом частоты |Q_1| растет. Однако гармоническую линеаризацию можно использовать, так как на входе нелинейного элемента первая гармоника суще­ ственно больше высших за счет внешнего источника.

На частотах і]<1,4, где форма e(t) в критическом режиме близка к П-об- разной, учет высших гармоник сводится к учету изменения момента переклю­ чения релейного элемента.

Определим фазовый сдвиг в релейном элементе г[р, т. е. угол между пер­ вой гармошкой близкого'к синусоидальному тока и первой гармоникой близ­

1

/1=1, 3. 5...

Моменту переключения соответствует нулевой фазовый сдвиг первой гар­ моники напряжения е(1) и фазовый сдвиг фр первой гармоники тока і(І). В мо­ мент переключения і= 0 , т. е. сумма первой гармоники этого тока /Біпфр с высшими гармониками, попадающими на вход релейного элемента по цепи об­ ратной связи,

оо

Из уравнения, составленного по теореме синусов для первых гармоник сигна­

ду двумя последующими приближениями не станет достаточно мала. Исполь­

— 104 —

т. e. покажем, что эти соотношения являются условиями локаль­

ного экстремума. Действительно1, еслті выполняется і(4.10), согласно рис. 4.7 стро/води/мость

откуда следует (4.11).

Проверку же условия (4.10) /можно заменить нахождением про­ изводной от (4.13) по 1jw, так как вещественную часть Z2 можно включить в 1/ш. Эта производная

дarg К?

> 0,

и так как ReZ2:^0, то шіп arg W достигается при ReZ2=0, т. е. при выполнении условия (4.10).

При |Z2|s£nZi|/2 величина регулирования фазы тем больше,

— 106 —