Файл: Лурье Б.Я. Максимизация глубины обратной связи в усилителях.pdf

Д р у г а я т о ч к а з р е н и я . Величина Тоі является, как было указано выше, коэффициентом передачи по петле обратной связи три выключенных осталь­ ных каналах.

Определим величину ‘Коэффициента передачи Тоі^ по петле обратной свя­

зи при разрыве петли обратной связи на входе і-го усилителя при включенных усилителях с меньшим индексом. Используя правила метода направленных гра­ фов [77J, непосредственно получаем, что

что совпадает с выражением (5.9).

Попользуем критерий устойчивости Боде системы с многоканальной обрат­

бранной последовательности необходимо, чтобы критерий Боде выполнялся при любом і, видим, что каждая из этих диаграмм не должна охватывать крити­ ческой точки. Учитывая возможность уменьшения усиления і-го усилителя, при­

крезультату, полученному выше.

Обоб щ е н'и е. Полученные выше соотношения для схемы рис. 5.15 можно обобщить для схем вида рис. 5.17, если обычными ме­

тодами преобразовать эту схему в эквивалентную ей схему рис. 5.175.

Аналогичные (5.10), но несколько более сложные, выражения для коэффициентов передачи можно получить для произвольной схемы с многоканальной обратной сзязью, представленной в ви­ де линейного графа, используя формулы Мэзона {[77], если для та­ кой цепи определен порядок (т, т—1, т—2 ..., 1), в котором про­ исходит перегрузка (выключение) усилителей.

—140 —

5.7. ДВУХКАНАЛЬНАЯ СИСТЕМА С ОГРАНИЧЕНИЕМ1)

С тр ужтуір'н а я с х ем а '(pwc. 5.18). Ранее‘было показано', что отри іишользоіваюии 'специальных выключающих устройств в системе с параллельными каналами можно реализовать весьма глубокую об­ ратную связь. При этом предполага­ лось, что допустимо использование вспомогательных параллельных кана­ лов с маломощными (в сравнении с основным каналом) выходными каска­ дами. Такое построение цепи оправда­ но для относительно сложных и мощ­

Рис. 5.18 ных устройств, когда важно получить высокий кпд. Однако для маломощных усилителей с глубокой обратной связью (для дальней связи, в из­

мерительных цепях и т. п.) допустимо увеличение мощности вспо­ могательного канала, но желательно исключение сравнительно сложных выключающих устройств.

Основной канал — первый, в рабочем диапазоне частот и вбли­

зи него ||_ц|> |ц2|, следовательно, |Г01| = | ßpi| > | ßu2| = |Т02|, То= 7"оі—|—Пил? Тоі.

Роль канала обхода заключается в возможности увеличения на­ клона ЛАХ возвратного отношения основного канала Тоі2)-

Для упрощения получающихся выражений используем норми­ рованные величины амплитуды синусоидального сигнала на вхо­ де системы U и амплитуд первой гармоники сигнала на входе

усилителей Е и на выходах усилителей Vh Ѵ2 по отношению к сиг­ налу на входе усилителей, соответствующему порогу ограничения в канале ці. Тогда порог ограничения первого канала eSi= l. Обо­ значим через es2порог ограничения второго канала, через Vsi, Ks2— максимальные по модулю амплитуды первых гармоник сигнала на выходах каналов.

Очевидно, что

VSl/'US2 = ^S2^S1 = ^S2I Toa/Toi |.

Выходную мощность второго канала желательно, разумеется, выбирать возможно меньшей по сравнению с мощностью основно­ го канала. При этом, однако, как будет показано, падает и выиг­ рыш в допустимой глубине обратной связи.

Диаграмма Найквиста для Т0 должна огибать зону запасов ус­ тойчивости klmn (рис. 5.19).

налов, имеется в виду, что оно определено при выключенном другом канале. Ну­ ли в индексе, как и ранее, означают, что величина определена при малых сиг­ налах (линейный режим).

— 141 —

вать и 17^021• Поэтому при ч)>щ, т. е. при |7 0|<Ю 20 целесообраз­ но выполнить частотные характеристики каналов по Боде (рис. 5.20) с запасом устойчивости по фазе в каждом канале у - 180°. Тог­ да и для суммарного канала запас по фазе равен у - 180°.

Рис. 5.19

В районе ступеньки Боде может оказаться, что |Го2І = |Г0і| при ф2= ф ь т. е. |Г0| = |Гоі+Т02І = 2 |То2і, поэтому следует принять за­ пасы устойчивости по амплитуде в каждом отдельно взятом кана­

соответствует по Боде отношению наклонов ЛАХ и соответствую­ щих асимптотических фазовых сдвигов на частотах влево и вправо от ступеньки.

—142 —

Частотная характеристика Г0г таким образом полностью опре­ делена1), а характеристика Г0і определена на частотах r |> T p .

На частотах т]<ті/ Т01 должно удовлетворять следующим усло­ виям. Во-первых, как это следует из рис. 5.19,

Во-вторых, разность углов векторов Т0І и Т0 2 не должна быть близ­ ка к 180°, в противном случае изменения величины Т, вызванные нестабильностью и разбросами срі и срг, были бы слишком велики. Поэтому

На третьем —при £>1,5 ES2J в выражениях для # і и # 2 по (2.13) ■можно членами 0,27 £~4 и 0,27 (E/eS2 )~! пренебречь, и тогда ААФХ

J) Определенная таким образом частотная характеристика Г02 близка к оптимальной, но не оптимальна. Оптимальная характеристика Тог зависит от за­ данного v 32 /v si, см. далее.

143 —