Файл: Лурье Б.Я. Максимизация глубины обратной связи в усилителях.pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 21.06.2024
Просмотров: 116
Скачиваний: 1
Здесь Л(і) — характеристика среза |
по Боде |
(продолжение харак |
|||||||
теристики |
А і, определенной при т]>тр); Л(2) |
— ломаная, отрезок |
|||||||
Прямой при г\в |
[1, гр] имеет наклон |
12 (1—у) |
дБ/окт; Л(3) — веще |
||||||
ственная |
часть |
функции Ѳ(з)=.А(з)+Ш(з) |
по |
(1.38) с |
граничными |
||||
частотами |
1 « т)' (между этими частотами |
|В(з)|=шах |
|В(3)|). |
||||||
Функция Ѳ(з) полностью определяется двумя параметрами — |
|||||||||
величиной max |
|Б(з>| и частотой т]'. Используя графики рис. 1.16, |
||||||||
фазу |
max |ß 3| |
легко |
определить |
из условия |
|ß(i)+ ß(2)+j5(3)| = |
||||
= |<р[ I на частоте т] = |
1, а частоту |
TJ' — из аналогичного условия |
|||||||
для |
частот т]^гр. |
|
|
|
|
|
|
||
Полученная таким образом характеристика Л(р не оптималь |
|||||||||
на, но близка |
к ней. То обстоятельство, что при г)£ |
[1, гр] фаза |
|||||||
—ф і< —ф| и, следовательно, не используется, |
казалось бы, воз |
||||||||
можность увеличить интеграл фазы и, как следствие, Аі в рабочем диапазоне частот объясняется тем, что соответствующая предель но возможной фазе характеристика должна иметь, как пока зывают вычисления, существенный положительный наклон при Tj&fri', тр], что противоречит (5.14).
П р и м е р ы |
р а с ч е т а . |
Пусть в каждом канале содержится по три каскада и |
|||||
асимптоты ЛАХ |
Тоі и ЛАХ |
Т02 таковы, что при у — |
1/6 х = \ 0 |
дБ, глубина об |
|||
ратной связи при срезе по |
Боде |
в каждом |
отдельно |
взятом |
канале составила |
||
бы 37 дБ, а при |
Х і = х « = 1 6 дБ |
34,3 дБ. |
Частота |
тр=4,1, |
на этой частоте |
||
20 lg |Г о і|= 2 0 |
lg |
|7’02і = 4 |
д Б. При т]>тр |
ЛАХ Гоі н ЛАХ |
Т02 совпадают со |
||
срезом по Боде. При т|<тр вид этих частотных характеристик зависит от ве
личин Vszjvs 1 . Сделаем два варианта расчета: |
|
|
|
|
|
|
80° |
||||||
1. Пусть |
V32/ Vs1 = 0,7. Тогда |
по |
(5.24)— фг= 80° |
по |
(5.13) |
|
|||||||
т р = 7 Т7 ^ р/= |
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
80° |
|
|
1Dü |
|
= 0,53 тр= 2,2; наклон среза по Боде для ЛАХ Гог равен |
•12 = 0,53 дБ/окт; |
||||||||||||
— |
|||||||||||||
по этим данным строим ЛАХ Гоа (рис. 5.26). |
легко |
определить, |
что в |
интервале |
|||||||||
По (5.22) |
или по графикам |
рис. |
5.23 |
||||||||||
астот т| е [1, |
тр]—фі^190°, и поэтому |
при |
ті<гр |
ЛАХ |
Таі |
можно |
выполнить |
||||||
„ |
|
наклоном |
190° |
|
|
|
|
получить |
в рабочем |
||||
по Боде с основным |
— - -12=12,7 дБ/окт и |
||||||||||||
|
|
|
180° |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
диапазоне частот 20 |
lg |Toil =42,4 |
дБ, |
т. е. на 5,4 дБ |
больше, |
чем для случая |
||||||||
одноканальной связи. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Связамное с большим наклоном ЛАХ Тоі увеличение фі при т]>тр і(вблизи тр) можно скомпенсировать выбранной соответствующим образом ступенькой на ЛАХ Тоі (шириной log2 il,27=0,3 окт, это уменьшило бы выигрыш на 4 дБ). Однако в этом нет необходимости, так как при ті«тр увеличен запас по фазе во втором
канале |
и поэтому запас |
по фазе для суммарного канала удовлетворяет |
норме. |
2. |
.Выберем \(у2—у) |
.180°=8,5°, т. е. у 2 480°=38,б и построим ЛАХ |
Та2, ис |
пользуя соотношения стр. 142 и полагая, что в рабочем диапазоне частот Т02 постоянно.
Определим ф] при т] 6 [1, |
тр] по (5.20). При частоте т)=тіт —ф) =240° |
при т)= 1 —ф]7 =317°. Согласно |
(5.15) (или по рис. -5.23) — ф( =290°. |
Удовлетворяющая этим ограничениям величины фі ЛАХ Та получена [10] сравнительно грубым подбором отрезков прямой по Боде (см. параграф 1.4).
Соответствующая АФХ L изображена на |
рис. 5.27: Ло = 54 дБ, т. е. выигрыш |
||
в глубине обратной связи" по |
сравнению |
со срезом по Боде составляет 17 дБ. |
|
При предположении, что |
0 |
s2 > n Si были рассчитаны ААФХ (L + N ), соот |
|
ветствующие разным частотам, |
и АФХ |
(L + N ), соответствующие различным |
|
— 149 —
значениям Е. Вид их свидетельствует о том, что периодические автоколебания в системе существовать не могут.
Минимально возможное отношение uss/usь при котором условия устойчи
вости выполняются с должными запасами согласно |
(5.23) или рис. 5.23, равно- |
6,7. Если i/г несколько увеличить вблизи |
это отношение может быть |
меньше. Отношение максимальных выходных сигналов каналов может быть так же сделано меньшим, если уровень ограничения в каналах определенным об разом зависит от частоты.
Ч а с т о т н о н е з а в и с и м ы й у р о в е н ь о г р а н и ч е н и я в первом или в обоих каналах позволяет увеличить отношение vszlvsi в точке суммирования сигналов за рабочим диапазоном ча стот без увеличения мощности вспомогательного канала.
Рассмотрим структурные схемы рис. 5.28. В схеме рис. 5.28а между выходом ограничителя (выходного каскада) первого кана ла и точкой суммирования сигналов (выходом эквивалентного уси лителя) включен линейный корректор, коэффициент передачи ко торого в рабочей полосе частот равен 1. Поэтому отношение vsdvsi в рабочей полосе частот для этой схемы такое же, как и для схемы рис. 5.21. За рабочей полосой частот коэффициент передачи корректора резко падает и тогда отношение vSz/vsi растет.
В схеме рис.- 5.286 коэффициенты передач корректоров kK и £к2 резко падают за рабочей полосой частот. При этом сигналы на входах оконечных каскадов каналов не достигают порога огра ничения, так как амплитуда сигнала ограничивается в предоконеч ных каскадах. При достаточно малой передаче корректора kK и достаточно большой мощности предоконечного каскада второго ка нала отношение Vszlvsi может быть получено достаточно большим.
—150 —
Допустимое ослабление сигнала корректором в первом канале определяется требуемым уменьшением усиления этого канала при формировании ЛАХ Тоі. Так как эта ЛАХ имеет крутой спад на частотах несколько выше максимальной частоты рабочего диапа-
Рис. 5.28
зона, то желаемые частотные характеристики корректоров оказы ваются реализуемыми.
Заметим, что выигрыш оказывается тем большим, чем больше VsJvsu т. е. чем меньше (у%—у) в рабочем диапазоне частот. В са мом деле, при реализации двухканального усилителя по рис. 5.28 частотой, на которой требуется наибольшее отношение сигналов на выходах выходных каскадов каналов, является частота т] = 1. Как видно из рис. 5.23, на этой частоте фаза —.ф наибольшая и целе сообразно поэтому считать —ф1= —ср] = —<р' ", последнее соответ
ствует пересечению пунктира и сплошной линии. Ордината этой точки меньше, чем максимальная для данного ф2 в 1,35 раза при (уг—у) 180°=30° и в J.,85 Раз при (у%—у) 180°=8°.
Э к с п е р и м е н т . ~В {12’ описан экспериментальный двухканальный усилитель (рис. 5.29 I с рабочим диапазоном частот (0,1— —1,0] МГц, соответствующий /расчетному ,триметру 2 стр. 149. В /каж дом канале усиления содержалось по 3 каскада на транзисторах П416Б по схеме с общим эмиттером, причем первый каскад был общий для обоих каналов. ЛАХ Т0І и ЛАХ Т02 формировались ли нейными четырехполюсниками, включенными между вторыми итретьим'и каскадами каналов, согласно структурной схеме рис. 5.286.
В указанной полосе частот в одноканальном ' трехкаскадном усилителе максимальная по Боде глубина обратной связи при за пасе по фазе 30° и по амплитуде 10 дБ составляет 37 дБ. В до полнительном канале при запасах устойчивости по фазе 38,5° и по
—151 —
амплитуде lb' дБ реализована максимальная по Боде глубина об ратной связи 31 дБ. Реализованная глубина обратной связи в ос новном канале .40і= 5 6 дБ оказалась несколько больше, чем соот-
ветавующая (Приближенному расче
ту (54 дБ), да счет лучшего выбора
ЛАХ Тоі (рис. 5.30).
В рабочем диапазоне частот г]<С 1 наибольший угол ф= 285° (при т]= 1), тогда соглаоно (5.22) или рис. 5.23 достаточно vsz/vsі^3,9 . За рабочим диапазоном частот из-за большого затухания четырехполюс ников, корректирующих ЛАХ Т01 и ЛАХ Гог, сигналы «а их выходах оказываются меньше порогов огра ничения 'Оконечных каскадов. Сиг налы ограничиваются m предоконечных, сравнительно маломощных кас кадах, где легко обеспечить (и бы ло обеспечено) требуемое отно шение vsz/vsi и, в частности, VsilVsi^SJ на частоте т)т . . Уровень ограничения первого каскада, об щего для обоих каналов, был выб ран достаточно большим (в против
- 152 —
ном случае возникала генерация). Для устранения шунтирования основного канала при перегрузке второго каскада вспомогательного канала (ѳто приводило к пому, что ААФХ Т приближались к кри тической точке) (в схему усилителя введено добавочное оопротив-- ление Ддоб.
АФХ L для суммарного канала и ААФХ L + N приведены на рис. 5.31. Некоторое уменьшение запасов устойчивости по фазе в линейном режиме вызвано неточностью реализации требуемой
ЛАХ Т02- Глубина обратной связи для суммарного канала состави ла 55 дБ; т. е. была на 18 дБ больше, чем для среза по Боде. Из меренная разность между затуханием нелинейности по второй гар монике при разомкнутой и замкнутой петле обратной связи под твердила правильность этих измерений.
Насколько можно судить по результатам экспериментальной проверки, усилитель был асимптотически устойчив в целом.
Рис. 5.32
Наименьшее в рабочем диапазоне (при т] = 1) измеренное Е'п =
= 0,8.
С у м м и р о в а н и е с и г н а л о в в ß-цепи. Возникает вопрос, нельзя ли использовать структурную схему рис. 5.32 для уменьше ния допустимого соотношения мощности в точке сложения сигна
—153 —
лов двух каналов. Действительно,, цепь ß" ослабляет сигнал основ ного канала, поэтому легко обеспечить в точке суммирования су щественное превышение амплитуды сигнала Vs2 по сравнению с амплитудой Vsi-ß".
При этом, однако, уменьшается чувствительность коэффициента передачи системы к изменениям ць и поэтому использование струк турной схемы рис. 5.32 с нелинейными звеньями типа насыщения нецелесообразно.
Н е л |
и н е й н ы й |
к о р р е к т о р в межкаскадной |
цепи (и цепи |
местной |
обратной |
связи) может быть использован |
и в системе с |
параллельными каналами усиления. Такая система имеет опреде ленные-преимущества перед однокавалыюй 'системой с нелинейным межкаскадным корректором или системой с параллельными кана лами без нелинейного корректора.
Дело в том, что на частотах, где |Г0|!3>1, фаза передачи нели-
X
нейного корректора при такой амплитуде сигнала, что ІГ ^ Ю 20 достаточно велика даже в том случае, когда порог ограничения не линейного корректора заметно больше порога ограничения око нечного каскада, т. е. в том случае, когда допустимы сравнительно большие разбросы параметров нелинейного корректора, и он мо жет быть весьма просто реализован. На более высоких частотах, где |Г0| не столь велико, устранить,периодическую генерацию при большом —ф можно, как указывалось выше, маломощным парал лельным каналом усиления.
5.8.ДВУХКАНАЛЬНАЯ СИСТЕМА С ОГРАНИЧЕНИЕМ
ИЗОНОЙ НЕЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ
Ча с т о т н ы е х а р а к т е р и с т и к и . Как для усилителей си стем связи с дистанционным питанием, так и для усилителей в микроисполнении чрезвычайно важно уменьшение расхода энергии источников питания. Для этого можно во вспомогательном канале использовать усилитель класса С с нелинейной характеристикой, содержащей зону нечувствительности, соответствующую диапазо ну рабочих амплитуд сигналов, и насыщение (см. рис. 2.4в). В ре
жиме рабочих уровней сигнала вспомогательный канал заперт, в режиме же перегрузки коэффициент полезного действия этого усилителя оказывается весьма высоким. Поэтому даже -при ис пользовании во вспомогательном канале менее мощных, чем в ос новном канале, усилительных приборов можно выбрать сравни тельно большое отношение z)Sz/oSi (равное, например, 4).
Расчет частотных характеристик Т0І, Тог для этой системы по добен аналогичному расчету для системы без зоны нечувствитель ности, приведенному в предыдущем разделе.
ЛАХ Тог на всех частотах и ЛАХ Т0І при ті^тр определяются так же, как и ранее (см. рис. 5.20).
— 154 —