Файл: Радиоприемные устройства учебник..pdf

Ненормированную корреляционную функцию подсчитывают путем посимвольного перемножения двух сдвинутых последовательностей

споследующим суммированием результатов перемножения.

Врасматриваемом примере значения автокорреляционной функции

вычисляются следующим образом:

Соединяя последовательность дискретных значений 5, 0, 1,0, 1,0 прямыми линиями, получаем форму выходного сигнала согласованного с ФМ импульсом фильтра (рис. 12.17).

Автокорреляционные функции ФМ импульсов имеют главные ле­ пестки, равные п, и боковые с уровнем, значительно меньшим п.

В зависимости от правил построения кодов, определяющих чередо­ вание фаз в ФМ импульсе, и от вида автокорреляционных функций найдено большое число классов ФМ сигналов. Упомянем здесь только о сигналах Баркера и сигналах Хаффмена. Первые имеют боковые ле­

452

4, ... и уровень боковых лепестков их автокорреляционных функций приблизительно равен У п.

Укорачивающие фильтры для ФМ импульсов обычно работают в ра­ диочастотном диапазоне и состоят из линии задержки с «отводами». Сигналы с «отводов» проходят через фазовращатели, изменяющие фазу на л, складываются в специальном сумматоре и затем проходят через фильтр, согласованный с прямоугольным импульсом длительностью §

(рис. 12.18).

Работу подобного фильтра можно проанализировать, используя вместо входных сигналов их комплексные огибающие. При этом фа­ зовращатели на угол л заменяются умножителями на весовые коэф­ фициенты, равные —1; весовые коэффициенты + 1, естественно, можно опустть.

1»ис. 12.18

Согласование фильтра достигается выбором правильного порядка чередования весовых коэффициентов; последовательность весовых коэф­ фициентов должна быть зеркальна последовательности символов ФМ сигналов.

Легко видеть, что если на вход согласованного фильтра подать б-импульс, то на выходе фильтра сигнал будет иметь форму, зеркаль­ ную по отношению к форме комплексной огибающей ФМ сигнала.

Принятый сигнал длительностью т, проходя через согласованный фильтр, укорачивается; на выходе согласованного фильтра выделя­ ется автокорреляционная функция с длительностью главного лепестка порядка #. Коэффициент укорочения равен п — т/О.

Процесс укорочения происходит следующим образом. Первоначаль­ но в линию задержки (рис. 12.18) проходит сигнал первой позиции

458 '

ФМ импульса (см. рис. 12.16). При этом на выходе сумматора формиру*

сигнал отсутствует. При суммировании сигналов первых трех позиций, прошедших весовую обработку, получается импульс длительностью Ос единичной амплитудой. При суммировании четырех сигналов вы­ ходной сигнал опять равен нулю. Наконец, когда весь принимаемый импульс вошел в линию задержки, на выходе сумматора формируется главный лепесток с амплитудой 5 единиц и длительностью 0. При выходе сигнала из линии задержки процесс повторяется в обратном порядке. Все прямоугольные импульсы длительностью Ф превращают­ ся на выходе оконечного фильтра в треугольные импульсы.

Рассмотрим подробнее способ достижения максимального отноше­ ния спгнал/шум. На вход сумматора поступают п задержанных друг относительно друга на время д реализаций белого шума. Поскольку эффективная полоса выходного фильтра равна А/ = 1/#, на выходе алгебраически сладываются п независимых реализаций шума с мощ­ ностью GJb каждый. Общая мощность выходного шума равна Gun/$,

При когерентном суммировании п элементов сигнала мощность выходного сигнала равна (1/2) (Ля)2. Таким образом, выходное отноше­ ние спгнал/шум по мощности определяется выражением

что соответствует общей теории.

Особенность данного способа достижения максимального соотно­ шения сигнал/шум состоит в том, что несмотря на большую величину мощности выходного шума, за счет когерентного суммирования элемен­ тов сигнала достигается требуемый уровень сигнал/шум.

Рассмотрим теперь подробнее работу приемного устройства ФМ

соседних каналов сдвинуты по времени на одну позицию. В каждом канале имеется радиочастотный фильтр, согласованный с прямоуголь­ ным импульсом длительностью т = и{1, детектор огибающей и селектор. Селектор обеспечивает взятие временной выборки с выхода детектора в момент, определяемый концом периода опорного сигнала с требуемой временной задержкой (рис. 12.19). Коррелятор имеет п каналов.

Регистрация задержки принимаемого сигнала производится по грубой и точной шкалам. Грубая шкала соответствует номеру периода опорного сигнала, точная шкала — номеру канала, в котором заме­ чен максимум сигнала.

К моменту селектирования память фильтра обеспечивает сложение нужного числа элементов входного сигнала, умноженных на веса, определяемые элементами опорного сигнала. При этом в моменты селектирования во всех каналах выделяются значения выходных сигналов, равные лепесткам автокорреляционной функции исполь-

454

зуемого ФМ сигнала. В частности, «в своем» канале фазы принимаемо­ го и опорного сигналов чередуются в одни моменты времени, так что фазовая манипуляция уничтожается. На вход фильтра поступает прямоугольный импульс длительностью т, причем селектирование на выходе происходит в момент окончания импульса. В этих условиях формируется главный максимум автокорреляционной функции.

Все остальные каналы коррелятора являются для данного сигнала «чужими»; на их выходах (в моменты селектирования) формируются боковые лепестки автокорреляционной функции.

Вцелом автокорреляционная функция формируется теперь как функция от номера канала.

Вмаксимуме автокорреляционной функции отношение сигиал/шум равно E/G0, Действительно, так как эффективная полоса фильтра А/'—

1/т, мощность выходного шума равна GJx. Мощность сигнала «в своем» канале равна Л2/2.

Вотличие от согласованного фильтра требуемое отношение сигнал^ шум достигается в корреляторе за счет узкой полосы каждого канала.

Перспективный способ построения оптимальных приемных устройств связан с использованием цифровой техники. Для этого, не­ обходимо сначала запомнить реализацию входных данных х (7) в циф­ ровом виде и потом подвергнуть ее обработке в вычислительной машина

всоответствии с оптимальными алгоритмами. На практике оказывается достаточным использовать двоичное квантование принимаемых данных.

АН*

Структурная схема «цифрового» приемного устройства представле­ на на рис. 12.20, а. Его «аналоговая» часть состоит из широкополос­ ного усилителя высокой частоты и двух смесителей. Несущие частоты сигналов гетеродинов совпадают с несущей частотой принимаемого сигнала и сдвинуты по фазе друг относительно друга на л/2. Благодаря такому преобразованию, выходные сигналы смесителей являются дву­ полярными видеосигналами, причем один выходной сигнал оказыва­ ется умноженным на cos ф (ф — фаза между входным сигналом и сигна-

Вход хвант пват еля

б

Рис. 12.20

лом гетеродина), а второй — на sin ф. После одинаковой линейной об­ работки сигналы каналов проходят операцию «корень квадратный из

Характеристика амплитудного квантования представлена на рис. 12.20, б. Возможность использования двоичного квантования основа­

—Ф{—s/o) и d с вероятностьюФ(—s/o), гдеФ(х) —интегральный нор­ мальный закон. Таким образом, среднее значение выходного сигнала равно

т = d l \ — 2 Ф(—s/o)J.

456

Зависимость т (sio) представлена на рис. 12.21. При малой величине входного отношения сигнал/шум среднее значение выходного сигнала квантователя линейно зависит от величины входного сигнала и кван­ тователь «в среднем» ведет себя как линейное устройство, удовлетво­ ряющее принципу суперпозиции.

«Оцифрованный» выходной сигнал подвергается теперь оптималь­ ной операции, необходимой для выделения апостериорной вероятности задержки: умножению на образен зондирующего сигнала, представлен­ ный в дискретной форме, и интегрированию за длительность импульса т. Опорные сигналы в каналах отличаются временами задержки. Автокорреляционная функция получает­ ся как функция номера сдвига опорного сигнала.

Двоичное квантование входного сигнала, необходимое с точки зрения упрощения аппаратуры приемника, умень­

шает отношение сигнал/шум и ограничивает динамический диапазон работы цифрового приемника. Отношение сигнал/шум по мощности в я/2 раз меньше оптимального значения E/G„.

Динамический диапазон работы определяется следующими сообра­ жениями. Для сохранения свойства линейности отношение сигнал/шум на входе квантователя не должно превышать единицы. Для того чтобы шум мало влиял на детектирование сигнала, отношение сигнал/шум на выходе интегратора не должно быть меньше единицы. С учетом вы­ бора полосы УВЧ порядка 1/Д, частоты выборок 1/0' и увеличения отно­ шения сигнал/шум при свертке в п раз, динамический диапазон (в от­ носительных единицах) работы цифрового приемника с двоичным кван­ тователем оказывается равным числу позиций сигнала п.

Следует отметить, что возможности использования цифровых при­ емников выходят за рамки задачи определения задержки.

Цифровой способ приема подчеркивает, что основная задача при­ емного устройства состоит в выполнении определенных операций над входными данными для извлечения заключающейся в них информации. При наличии правильно подготовленных к вводу в вычислительную машину входных данных задача построения приемного устройства сво­ дится только к разумному выбору алгоритмов преобразования этих данных.

Одним из недостатков ФМ сигналов является наличие довольно значительных боковых лепестков у их автокорреляционных функций, подавление которых осуществляется с помощью специальных весовых фильтров. При этом отступают от строгого согласования приемника и зондирующего сигнала. Па рис. 12.22 показан весовой фильтр для при­ ема пятппозицпонного сигнала .Баркера, состоящий из линии задержки с максимальной задержкой 70 и семью отводами, умножителей па вы­

45?