Файл: Радиоприемные устройства учебник..pdf

торе сигнал подавляется шумом и поэтому синхронный приемник обеспечивает меньшую ошибку.

В импульсных ФМ системах передатчик формирует импульсы дли­

При вычислении второй производной от логарифма функции правдо­ подобия можно пренебречь шумовой частью Л' (/). В результате пара­ метр

_ 'd*F~ dp2

равен удвоенному отношению сигнал/шум на выходе согласованного фильтра.

Выражение для выходного сигнала нормированного дискрими­ натора

показывает, какие операции совершает приемник над своими вход­ ными данными х (t).

Оптимальное приемное устройство содержит следующие основные

ликом в виде прямоугольного импульса длительностью т; селектор,

рого может осуществить автоматическая регулировка усиления. Перечисленные операции выполняются дискриминатором в виде

фазового детектора. Опорное колебание фазового детектора сфазиро-

Выходной сигнал дискриминатора умножается на коэффициент уси­

ного фильтра, непрерывным аналогом которого является интегрирую­ щая ^С-цепь с постоянной времени 77а.

В целом приемное устройство рис. 12.39 является оптимальной схемой фазовой автоподстройки.

Рис. 12.39

Рассмотрим шумовые ошибки системы слежения за фазой.

Шум на выходе дискриминатора представлен выборочными значе­ ниями, следующими с периодом Т, причем дисперсия каждого замерй определена соотношением (12.64). Спектральная плотность мощности подобного случайного процесса на нулевой частоте равна дисперсии единичного замера, поделенной на половину частоты повтореЙИя:

о22Т = TID.

Поскольку спектр процесса значительно шире полосы сглаживаю­ щего фильтра, выходная дисперсия равна произведению спектральной

щественная начальная фаза.

В соответствии с (12.14) для больших значений сигнал/шум лога­ рифм функции правдоподобия в j-м такте равен

s— s ( / ) e x p | / — 1/ (/).

483

Пренебрегая шумовой частью во второй производной от логарифмт функции правдоподобия, можно показать, что

<fu4 м

где D = А гт/200 — отношение сигнал/шум по мощности на выходе согласованного фильтра; параметр у в соответствии (с 12.21) является величиной, обратной длительности автокорреляционной функции зондирующего сигнала и пропорциональной полосе зондирующего сигнала.

С учетом (12.35) нормированный дискриминатор выполняет опе­ рацию

о

Соотношение (12.66) можно интерпретировать двумя способами. Модуль интеграла вычисляется с помощью согласованного фильтра

и линейного детектора огибающей. Затем выходной сигнал детектора дифференцируется, например, с помощью двух узких стробов, задер­ жанных на небольшое время относительно друг друга. Деление па амплитуду А (нормировку) может осуществлять регулировка уси­ ления.

Выходной сигнал следящей системы управляет положением стробов во времени.

Описанная схема представлена на рис. 12.40, а.

Второй способ связан с построением двухканального коррелятора. В каждом канале принимаемый сигнал демодулируется с помощью умножения на задержанный образец и узкополосной фильтрации.

Регулировка усиления обеспечивает деление на амплитуду сиг­ нала. Выходные сигналы фильтров детектируются линейными детек­ торами, селектируются и вычитаются. Опорные сигналы в каналах сдвинуты относительно друг друга на небольшое время. Управление моментами появления опорных сигналов производится с выхода сле­ дящей системы (рис. 12.40, б).

Коэффициент усиления к определен кривыми рис. 12.33, причем Ро = сг£ 2Dy2. Ошибка выделения задержки равна т 2 — х/2Оуг. При очень большой величине параметра ро единичные замеры не филь­ труются (к = 1). При этом ошибка измерения задержки равна ошибке единичного замера (12.23).

Структурная схема приемного устройства для измерения задержки представлена на рис. 12.40, в.

Цепи, сглаживающие величину уп = u„ -h vn, где vH— шум па выходе дискриминатора с дисперсией оа = 1/2' Dy2, в зависимости от

486

В системах с импульсной частотной модуляцией принимаемый сиг­ нал изменяется по закону As (/ — /;) cos (to/ -|- [ijt + ф/), причем 4j — несущественная начальная фаза.

Рис. 12.40

При большом отношении сигнал/шум логарифм функции правдо­ подобия определяется выражением

Нормированный дискриминатор работает в соответствии с алго­

обратная ширине нормированной автокорреляционной функции по оси частоты. . -

487

Приведенное для величины Zn+\ (Л1) соотношение описывает ра­ боту частотного дискриминатора (рис. 12.41), состоящего из двух рас­ строенных по частоте приемников. Один канал настроен на частоту (о 4-6/2, другой — на со —6/2. Каждый канал состоит из согласован­ ного с прямоугольным импульсом фильтра, линейного детектора оги­ бающей, селектора, осуществляющего временную выборку в момент <л+1 + т (в конце импульса сигнала), и устройства регулировки усиления для деления на амплитуду А.

На входе каналов имеется смеситель, опорное напряжение которого является гармоническим колебанием с частотой, равной частоте

Рис. 12.41

выходного сигнала сглаживающих цепей М (либо М п, либо М п), что обеспечивается соответствующей схемой управления.

Выходные сигналы каналов вычитаются и после умножения на ве­ совой коэффициент к фильтруются.

Величина коэффициента х определена кривой рис. 12.33 при pi = од 2DO2, D = Ah/2G0.

12.8. Синтез АРУ и весовая обработка в оптимальных измерителях

Рассмотренные приемные устройства наряду с другими операциями произ­ водят операцию нормировки, заключающуюся в делении на известную амплитуду сигнала А. В результате этой операции «стабилизируется» крутизна дискриминаторной характеристики и выходной сигнал дискриминатора перестает зави­ сеть от амплитуды сигнала.

При заранее известной амплитуде А необходимость в нормировке носит условный характер. Будем считать, что задачей автоматической регулировки усиления является обеспечение постоянства выходной амплитуды в условиях, когда входная амплитуда меняется в широких пределах.

В состав АРУ входит регулятор коэффициента усиления, изменяющий ко­ эффициент усиления в соответствии с уравнением

где Kj — коэффициент усиления в /-м такте; С — уровень стабилизации вы­ ходного сигнала; v — среднее значение входной амплитуды; М] —оценка ,пере­