Файл: Калинчук, Б. А. Анализаторы инфразвуковых случайных процессов.pdf

понимается величина

Дф — ф2С ф1с.

Известные в настоящее время методы измерения Дф основаны на опре­ делении пропорционального Дф временного интервала А/ЕЕ Дф отсчитывае­ мого между точками перехода через нуль с одинаковыми знаками производ­ ных напряжений у х (t) и у ((). Различие между этими методами заключается, в основном, в выбранном способе перехода от Д t к Дф. Чаще всего при изме­ рении сдвига фаз двух инфразвуковых колебании используют соотношение

Дф = (Дt/Tc)360°,

где г с — -------- период инфразвуковых колебании. Это соотношение поло-

(0с

жено в основу современных инфразвуковых цифровых фазометров типа НФ-2 н НФ-ЗМ. Здесь значения /с и Д< определяются путем цифрового счета им­ пульсов, получаемых от стабильного генератора. Метод предлагает исполь­ зование минимального количества информации об анализируемых сигналах— фиксацию моментов перехода напряжений через нуль. Отказ от использо­ вания полного информативного объема приводит к достаточно слабой поме­ хоустойчивости метода, к значительной зависимости показаний приборов от накладываемых на анализируемые сигналы помех, искажающих формы напряжений; при этом моменты перехода через нуль фиксируются с погреш­ ностью, определяемой законом распределения помехи.

Помехоустойчивые фазовые измерения могут быть выполнены на основе использования корреляционных методов обработки сигналов. При этом сле­ дует иметь в виду, что автокоррелироваине полнгармонического сигнала

П

t=i

разрушает фазовую картину, т. е. соотношения между начальными фазами составляющих. Применяя к (3-1) автокорреляционный алгоритм, имеем;

154

Из (3-3) видно, что полмгармоиический сигнал, образующий автокорре­ ляционную функцию сигнала (3-1), имеет общие с у (t) частотные'составляющне, амплитуды которых равны полуквадратам амплитуд составляющих исходного сигнала; фазы же всех составляющих R y (т) одинаковы и равны я/2. На рис. 3-1 показана качественная картина преобразования фазового спектра полигармонического сигнала при вычислении его автокорреляцион­ ной функции.

Для случая взаимной корреляции двух гармонических колебаний

Рис. 3-1. Преобразование фазового спектра полигармониче­ ского сигнала при его автокоррелнрованин

Выражение (3-5) является алгоритмом для измерения сдвига фаз двух гармонических сигналов корреляционным способом. Оно представляет со­ бой нормированный взаимокорреляционный момент. Действительно,

155

тогда

ляется предметом исследования, поступают на нормирующие устройства Нормализация входных напряжений по амплитуде, которая может быть

обработки сигналов БП О, где происходит их дискретизация по времени и квантование по уровню. Импульсы с выходов S -канальных амплитудных квантизаторов, выполненных по схемам дискриминаторов ординат, несут информацию о величинах входных сигналов и времени их пребывания в со­ ответствующих интервалах квантования. С выходов Б П О сигналы поступают в арифметическое устройство А У , выполняющее операцию взвешенного ло­ гического умножения; оптимальный вес логического произведения опреде­ ляется соотношением (см. параграф 2-3):1

С выхода А У сигнал поступает на индикатор И, шкала которого про­ градуирована в единицах измерения фазовых углов (градусы, радианы). Блок управления (БУ) осуществляет синхронизацию всех блоков схемы. Точность измерения фазовых сдвигов регулярных сигналов в значительной степени зависит от параметров трактов предварительной обработки сигналов в ка­ налах коррелометра. Как показано в [126], повышение точности фазоизме­ рительных устройств связано с разработкой одноканальных приборов. Бла­ годаря наличию одного канала естественные изменения параметров транзи­ сторов, электронных ламп, старение сопротивлений, конденсаторов и других

156

элементов не влияют на точность измерения приращения фазы. Кроме того, исключается вопрос о подборе идентичных по своим характеристикам дета­ лей, а также устраняются погрешности от частотно-фазовых и амплитудно­ фазовых искажений.

Рассмотрим поэтому одноканальный коррелометр, блок-схема - которого приведена на рис. 3-3. Будем полагать, что коррелометр функционирует в режиме измерения взаимокорреляционпой функции случайных сигналов (под последними можно понимать смеси регулярных сигналов с помехами).

личные от нуля мгновенные произведения с выхода множительного устрой­ ства М У поступают на вход второго распределительного устройства Р У 2 через период частоты коммутации. Вследствие этого каждый второй импульс устройства управления У У , синхронизирующий второе распределительное устройство, оказывается холостым, т. е. частота подключения интегрирую­ щих устройств И У І — И У п блока Р У 2 к выходу М У оказывается в 2 раза меньше частоты импульсов устройства управления У У . Поэтому синхрони­ зирующие импульсы устройства управления, определяющие скорость опроса коммутатора К2, поступают на вход последнего через делитель частоты ДЧ2

157

лучевой трубки ЭЛТ периодически разворачивается, таким образом, корре­ ляционная функция входных сигналов.

Измерение автокорреляционных и взаимокорреляцнонных функций слу­ чайных сигналов описанным коррелометром имеет некоторые специфические особенности. В частности, не представляется возможным измерять ординату корреляционной функции, абсолютно совпадающую с дисперсией сигналов (по значению и положению на оси т). Это обстоятельство объясняется прин­ ципиальной невозможностью получения совпадающих по времени мгновен­ ных выборок сигналов х (t) и у (I) при коммутировании входного устройства коррелометра; мгновенные выборки сигналов, снимаемые с выходных зажи­ мов входного устройства коррелометра, сдвинуты по осп времени на дли­ тельность периода коммутирующих импульсов 7*. Из сказанного следует, что смещение по оси т первой ординаты корреляционной функции, измеряе­ мой коррелометром, определяется частотой коммутирования входного уст­ ройства и обратно ей пропорционально. Следовательно, увеличивая частоту коммутации /*, можно добиться сколь угодно близкого (но оси т) приближе­ ния первой ординаты измеренной корреляционной функции к ее значению при г = 0.

Рассмотрим это положение для случая измерения автокорреляционной функции случайного сигнала х (t), нормированная спектральная плотность которого равномерна в некотором интервале частот «х — co„

1

(Ox < со < Q)a;

Gx (to) =

вне.

Дисперсия сигнала х (/) определится соотношением:

О),

Первая ордината корреляционной функции, измеренной предлагаемым коррелометром, будет соответствовать абсциссе т0, равной периоду следова­ ния импульсов коммутирующего напряжения:

Значение корреляционного момента, соответствующего т = т0, найдется в виде:

Rxx Ы = I °х (и) C0S

со,

Разделив обе части этого неравенства на R xx (0)

Rxx(x0)' < 8

Rxx (0) J

158