Файл: Данилов, Б. С. Однополосная передача цифровых сигналов.pdf

При .когерентном приеме (вероятность ошибочного приема символа при ОФМ, Р0(офм>, при известной веро­ ятности ошибок для ФМ может быть определена но фор­ муле [17]

где Ро (фм) — вероятность ошибочного приема символа при ФМ.

Далее, при рассмотрении вопросов практической реа­ лизации однополосной передачи ФМ сигналов, будем предполагать (если это особо не оговаривается), что ис­ пользуется метод ОФМ ОБП.

3.2. ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛА ОФМ ОБП НА ПЕРЕДАЮЩЕЙ СТОРОНЕ

Формирование сигнала ОФМ ОБП с помощью электрических фильтров

Под формированием сигнала ОФМ ОБП (ФМ ОБП) будем подразумевать преобразование двоичных импульс­ ных сигналов, в форме которых поступают на передачу информационные символы «1» «ли «0», в фазомодулированный сигнал с частично подавленной одной боковой полосой.

Наиболее естественным является формирование сиг­ нала ОФМ ОБП из двухполосного сигнала ОФМ с по­ мощью полосового фильтра (ПФ ОБП), .рассчитанного для подавления одной «з боковых полос по заданному закону.

Структурная схема передатчика с фильтром ПФ ОБП изображена на рис. 3.1а. В состав этой структур­ ной схемы .входят:

— кодер ОФМ, осуществляющий перекодирование поступающих на передачу информационных символов в соответствии с принципом относительной передачи сиг­ налов (см. §3.1);

— модулятор, выполняющий функцию .перемноже­ ния двухполюсных посылок постоянного тока с огибаю­ щей B(t), поступающих к модулятору от кодера, и несу­ щего колебания cos (сооН сро);

— полосовой фильтр ОБП (/7Ф<ОБП). Он должен обладать амплитудно-частотной характеристикой, обес­ печивающей получение на выходе передатчика однопо лосного сигнала с заданной формой спектра. Этот же

49

фильтр -может выполнять функцию подавления побоч­ ных продуктов преобразования, поступающих с моду­ лятора.

Для ограничения модулирующего сигнала по спектру на входе модулятора может включаться фильтр нижних частот (ФНЧ) с линейной фазовой и плоской амллитуд-

Рис. 3.1. Структурная схема передачи ^ формирующим полосовым фильтром (а)

и с двумя формирующими ФНЧ (б)

но-частотной характеристиками в полосе пропускании. Необходимость в таком фильтре возникает при низком соотношении между тактовой частотой передаваемых сигналов и частотой несущего колебания, так как при этом возможно влияние так называемого «отраженного» спектра {второго слагаемого в (1.3)].

На практике часто более удобным оказывается раз­ биение функции формирования спектра ОБП сигнала между двумя фильтрами нижних частот (рис. 3.16), один из которых устанавливается после модулятора (ФНЧ ОБП) и определяет вид спектра модулированного сигнала в переходной области, непосредственно приле­ гающей к несущему колебанию, а другой — формирую­ щий (ФФНЧ) — перед модулятором. Он определяет форму округления спектра с другой стороны, т. е. в пере­ ходной области, отстоящей от частоты несущего колеба­ ния на Q{ = n/T.

Другим методом фильтрово-го формирования ОФМ ОБП сигнала является метод, непосредственно вытекаю­ щий из представления этого сигнала в виде двух компо­ нентов: синфазного и квадратурного. Сущность его за­ ключается в раздельном формировании в передатчике

50

синфазного и квадратурного компонентов сигнала ОФМ ОБП из информационных символов, поступающих на пе­ редачу, и последующего сложения этих компонентов. При использовании этого метода отпадает необходимость, в полосовом фильтре ОБП, который часто является иаи-j более сложным и трудоемким элементом передатчика.

При заданном спектре посылки модулированного ■сигнала на выходе передатчика S a(со) спектры синфаз­ ного SR(Q) и квадратурного 5<э(й) компонентов опреде­ ляются из выражений

чика, построенного в соответствии с описанным принци­ пом. В общем случае схема включает в себя:

—два формирующих фильтра нижних частот ФФНЧ1

иФФНЧ2;

—преобразователь Пб, осуществляющий преобразо­ вание поступающих на передачу прямоугольных посы­ лок (А —на рис. 3.26) в биимпульоный сигнал, состоя­ щий, в свою очередь, из двух прямоугольных посылок разной полярности, одна из которых опережает исход­

ную на время Т/2, а другая — отстает на тот же времен­ ной интервал (В — на рис. 3.26).

Из такого биимпульсного сигнала с помощью фильт­ ра ФФНЧ2 формируют огибающую квадратурного ком­ понента со спектром Sq(co).

—два модулятора Мод 1 и Мод 2, несущие колеба­ ния на которые поступают со сдвигом по фазе на я/2,

—сумматор (Е), в котором осуществляется сложе­ ние модулированных колебаний,

—фильтр нижних частот ФНЧ с линейной фазовой

иплоской амплитудно-частотной характеристиками в пределах рабочей полосы частот, который служит для подавления побочных продуктов преобразования (с точ­ ки зрения формирования спектра заданной формы такой

фильтр не является необходимым).

ФФНЧ1 и ФФНЧ2 должны быть разными и иметь ам­ плитудно-частотные характеристики со вполне опреде-

51

ленным законом частотной зависимости, который опре­ деляется формой спектра исходных посылок и требуе­ мым спектром модулированного сигнала на выходе пере­

датчика.

При невысоких требованиях к точности формирова­ ния спектра сигнала заданного вида формирующие

Щ

-27 -т а т 2Т t

Рис. 3.2. Структурная схема передатчика с раздельным формированием, синфазного и квадратурного компонентов (а) и времен­ ные диаграммы, поясняющие его работу (б)

фильтры ФФНЧ1 и ФФНЧ2 могут отсутствовать. Струк­ турная схема передатчика в этом случае упрощает­ ся и принимает вид, показанный на рис. 3.3а (5]. Спект­ ры посылки сигнала ОФМ ОБП на выходе такого пере­ датчика, определенные в [4] для различных весовых со­ отношений у между сигналами, поступающими от Мод 1 и Мод 2, изображены на рис. 3.36.

Фильтр ПФ в этой схеме служит для подавления по­ бочных продуктов преобразования и спектральных ком­ понентов сигнала, лежащих за пределами рабочего диа-

52

пазона частот AF. В связи с этим к нему .предъявляются невысокие требования.

На основе интерпретации передачи методом ФМ ОБП как передачи посылок на двух ортогональных несущих [выражение (1.33)] может быть реализован еще один фильтровый метод формирования ФМ ОБП сигнала.

Рис. 3.3. Структурная схема передатчика с бесфильтровым подавле­ нием боковой полосы спектра (а) и спектры на выходе сумматора

(б) (для у = 1/0,5 и 1/0,75)

Структурная схема устройства формирования ФМ ОБП ■сигнала, работающая по принципу формирования сигна­ ла при передаче на двух ортогональных несущих, пока­ зана на рис. 3.4а. Входные информационные импульсы с периодом следования Т распределяются по двум под­ каналам, в каждом из которых период следования со­ ставляет 2Т, и кодируются. Четные посылки поступают в так называемый синфазный подканал, а нечетные по­ сылки, со сдвигом на интервал Т, —в квадратурный под­ капал.

Примеры форм посылок постоянного така в синфаз­ ном и квадратурном подканалах при передаче конкрет­ ной комбинации информационных символов показаны на рис. 3.46.

53

В каждом подканале формирование осуществляется по принципу формирования ФМ ДБП сигнала, напри­ мер, путем фильтрации спектра в области нижних частот с помощью формирующего ФНЧ (ФФНЧ), перемноже­ ния с гармоническим колебанием и подавления паразит­ ных продуктов модуляции. Частоты ортогональных гар­ монических колебаний, поступающих в качестве несу­ щего колебания на перемножители подканалов, в отли-

Ю

Рис. 3.4. Структурная схема передатчика с фор­ мированием ФМ ОБП сигнала на центральной частоте спектра (а), временные диаграммы, пояс­ няющие его работу (б) и форма спектра сигнала

на выходе сумматора (в)

чие от ранее рассмотренных .методов формирования, не равны частоте несущей ФМ О Ш сигнала т, а совпа­ дают с центральной частотой спектра этого сигнала а/0. В результате суммирования сигналов, поступающих с выходов двух подканалов, образуется ФМ ОБП сигнал. Примеры, иллюстрирующие этот принцип, были приве­ дены в § 1.4 (рис. 1.9). При высоком соотношении меж­ ду частотами несущего и модулирующего колебаний фильтры нижних частот, показанные на рис. 3.4а, могут

51

отсутствовать. В этом случае «сходными посылками в каждом подканале являются импульсы прямоугольной формы длительностью 2Т. При этом спектр одиночной посылки на выходе перемножителя, а следовательно,, и. на выходе сумматора имеет вид S(w) =s.in(<o—

— о/о) Т/ (со— а/о) ■

Спектр одиночной посылки сигнала на выходе сумма­ тора, представленный на рис. ЗЛв, симметричен относи­ тельно центральной частоты о/0 и имеет частично подав­ ленную полосу относительно частоты со0. Окончательное формирование спектра может быть осуществлено при помощи простого .полосового фильтра, основной задачей которого является ограничение спектра сигнала за ис­ пользуемой полосой частот.

Таким образом, .в рассмотренном методе формирова­ ния ФМ ОБП -сигнала к формирующему фильтру .предъ­ являются такие же требования, как и к формирующему фильтру при передаче посылок с двумя .симметричными боковыми полосами, т. е. методом ФМ ДБП со .скоро­ стью -v = 1/27’, Бод. Это является существенным достоин­ ством данного метода формирования ФМ ОБП сигнала..

Применение цифровых трансверсальных фильтров для формирования ФМ ОБП сигнала

В настоящее время промышленностью освоено про­ изводство различных типов цифровых интегральных схем, выполняющих логические операции над двоичны­ ми сигналами. Высокая надежность и небольшие габа­ риты цифровых интегральных схем делают их использо­ вание в различных устройствах аппаратуры передачи данных весьма желательным. Двоичный характер сигна­ ла данных создает благоприятные предпосылки для это­ го и, в частности, позволяет эффективно использовать элементы цифровой техники при создании таких тради­ ционно аналоговых узлов, как формирующие фильтры передатчика.

За основу построения таких фильтров может быть взят фильтр, выполненный',на базе линии задержки с от­ водами, или так называемый «трансверсальный фильтр» (ТФ), -в котором при определенных условиях в качестве линии задержки может использоваться двоичный ре­ гистр сдвига.

Возможности ТФ, а. также их расчет применительно к задачам техники связи достаточно хорошо освещены в

55