Файл: Тверской, В. И. Дисперсионно-временные методы измерений спектров радиосигналов.pdf

ВУЗ: Не указан

Категория: Не указан

Дисциплина: Не указана

Добавлен: 15.10.2024

Просмотров: 77

Скачиваний: 0

ВНИМАНИЕ! Если данный файл нарушает Ваши авторские права, то обязательно сообщите нам.

Используя (7.4.5), нетрудно получить

М3 (Arx0Ko/uUIiyrD)(l + Д(вГ2/ДюГ1) 2.

Для нормальной работы анализатора необходимо » 1 . Последнее условие, очевидно, выполнить значитель­ но легче, чем требование М ^ \ .

7.5. Анализаторы фазовых спектров радиосигналов

Остановимся на некоторых общих особенностях про­ ектирования анализаторов фазовых спектров, не рассма­ тривая всех возможных схем конкретных устройств и не затрагивая также вопросов проектирования фазовых и частотных детекторов, по которым имеется достаточно обширная литература [40—42]. При анализе фазовых спектров, величины приращений которых не превышают 180°, погрешность измерений существенным образом за­ висит от точности привязки момента генерации видеоим­ пульса, служащего для формирования опорного сигнала, к началу анализируемого или гетеродинного радиоимпуль­ са. Так как задержка включения генератора видеоим­ пульсов может меняться в зависимости от крутизны фронтов огибающих входных радиоимпульсов, погрешно­ сти измерений могут возрастать для импульсов, имею­ щих пологий фронт. При измерении спектров в реальном масштабе времени соответствующая погрешность опре­ делится только нестабильностью периода следования видеоимпульсов.

На практике необходимость измерения приращений фазы спектра менее 180° может встретиться в задачах сличения фазовых спектров сигналов, в частности при использовании анализатора в качестве панорамного фа­ зометра в реальном масштабе времени. В этом случае нет надобности в специальном генераторе видеоимпуль­ сов и соответствующая погрешность исключается.

Основные элементы анализаторов фазовых спектров должны удовлетворять примерно таким же требованиям, какие предъявляются к узлам анализаторов амплитуд­ ных спектров. Параметры усилителей на входе и выходе определяются условиями (7.1.5), (7.1.6) или (7.3.2), по­ скольку погрешность, обусловленная шумом усилителя на выходе линии, равна

Am^arctgUm/go(t)~um/go(t).

222

Экспериментально точность измерений фазовых спёктров можно оценить с помощью контрольных сигналов таким же путем, как описано в § 7.1. Для нахождения погрешности, не зависящей от характера амплитудного спектра, можно использовать видеоимпульс малой дли­ тельности, модуль спектральной функции которого в ра­ бочей полосе устройства постоянен. Если такой кон­ трольный сигнал подать параллельно в оба канала ана­ лизатора фазового спектра с одновременным формиро­ ванием опорных импульсов, то величина напряжения па выходе фазового детектора определит погрешность, обу­ словленную характеристиками ограничителей и фазово­ го детектора, а также неидентичностью каналов. По­ грешность измерений за счет задержки включения гене­ ратора видеоимпульсов легко найти, если в основной канал подать контрольный видеоимпульс малой длитель­ ности и им же осуществить запуск генератора.

Составляющую погрешности, которая зависит от по­ ведения функций К (со) и а (со), а также от величины и характера изменений дисперсии линии, можно оценить по форме отклика на контрольный радиоимпульс прямо­ угольной формы с постоянной частотой заполнения (в этом случае находится относительная величина от­ клика в «нулях» спектра). Если в оба канала анализа­ тора включена одна ДЛЗ, контрольное измерение от­ клика g(t) достаточно произвести только в одном из каналов; если для формирования опорного сигнала ис­ пользуется отдельная линия, указанное измерение сле­

дует произвести в каждом канале.

/((со)

п а (со)

При «быстрых» осцилляциях функций

в стороне от центра отклика (например,

в его миниму­

мах) будут наблюдаться ложные выбросы или

непре­

рывный мешающий сигнал. Если длительность контроль­ ного радиоимпульса достаточно мала (с/к<Сб/), то отно­ шение амплитуды ложного сигнала к максимальной ам­ плитуде основного отклика go(t) max определит в соот­ ветствии с выражениями (6.1.3), (6.1.4), (6.1.8), (6.1.9)

погрешность измерения фазы спектра на частоте, где функция /Дсо) достигает максимума. На других частотах спектра погрешность возрастает в число раз, равное от­ ношению F (со)тах к значению модуля спектра в соот­ ветствующей точке.

При «медленном» изменении функций /((со), а (со) рассматриваемая погрешность в зависимости от схемы

223


анализатора характеризуется соотношениями

(6.2.7) или

(6.4.2).

Из сопоставления этих формул с выражениями

(2.1.11),

(2.2.8) следует, что для контрольного радио­

импульса погрешность зависит от отношения

амплитуд

в минимумах g { t ) m in и максимумах g o ( t ) m a x -

Как пра­

вило, дисперсия линии известна и трудность при оценке точности измерений фазового спектра заключается в уче­ те влияния первых слагаемых в (6.2.7) или (6.4.2). Сле­ дует выбрать такую длительность контрольного радио­ импульса, при которой вторыми слагаемыми в указан­ ных формулах можно пренебречь; особенно легко это сделать в устройстве с модуляцией несущих частот сиг­ налов, подаваемых на вход ДЛЗ. Тогда по относитель­

ной величине первых

минимумов

отклика

g (t), где

| F ' ( g> ) \/F (и>)тах~й/2л,

легко найти

величину

|\Е2(со)|.

Путем перестройки несущей частоты контрольного ра­ диоимпульса находится максимальное значение указан­ ного множителя, которое затем используется при оцен­ ках точности измерений (см. § 7.3).

В измерителе фазовых спектров с последовательным формированием опорного сигнала составляющая погреш­ ности измерений, которая зависит от поведения Е((о),

/С(<г>), описывается функцией yg(Qo)—уДПо) [см. фор­ мулу (6.3.9)]. Так как каналы анализируемого сигнала и формирования опорного сигнала не идентичны, ука­ занные выше измерения следует проводить в каждом канале, т. е. на выходе ДЛЗ и на выходе запоминающей линии. Расчет множителей Wz(йо) в выражениях для

yg(Qo) и уД^о), или вычисление относительных величин ложных боковых откликов [последний случай соответ­ ствует «быстрым» пульсациям 2С(co)ia(со) ], производится раздельно для каждого канала. Погрешность, обуслов­ ленная неидентичностью каналов, в основном опреде­ ляется первыми тремя слагаемыми в формуле (6.3.9),

атакже качеством ограничителей и фазового детектора,

ихарактеризуется сигналом на выходе последнего при подаче на вход устройства контрольного видеоимпульса

малой длительности. Указанный контрольный сигнал в этом случае запускает генератор видеоимпульсов, слу­ жащих для формирования опорного сигнала. Таким же образом находятся соответствующие ошибки в однока­ нальном анализаторе, описанном в § 5.5.

Если рабочая полоса частот запоминающей линии не совпадает с полосой ДЛЗ, на выходе последней осу-

224


ществляется дополнительное преобразование частоты от­ клика g(t). Структурная схема выходной части анализа­ тора, в котором используется фазовое детектирование отклика, приведена на рис. 7.26. В ней из-за включения в канал анализируемого сигнала преобразователей с по-

Рис. 7.26.

лосовыми фильтрами возрастает погрешность измере­ ний, связанная с неидентичностью каналов устройства.

Рассмотрим особенности анализаторов, предназначен­ ных для измерения больших приращений фазы спектра. В этом случае частота

опорного

импульса сдви-

Частотный

S—киндикатору

гается с помощью допол-

—*■ детектор

 

нительного

смесителя

и

С инхроим пульс

Ключ

гетеродина.

 

 

 

и

 

Полученный сигнал

 

 

отклик g(t)

подаются

на

р,и,с

727.

смеситель

а

детектора

фазы,

напряжение

 

 

биений с выхода по­

полосовой фильтр и ограни-

следнего

поступает через

читель на

частотный

детектор. Центральная частота

детектора выбирается равной частоте вспомогательного гетеродина. После окончания каждого из циклов изме­ рений интегратор должен «очищаться» от накопленного сигнала. Для этого на него подается синхроимпульс, управляющий «сбросом» сигнала. Если, например, ис­ пользуется гС-интегратор (рис. 7.27), то указанный синхроимпульс открывает электронный ключ, который шунтирует конденсатор. Задержка синхроимпульса от­ носительно фронта анализируемого или гетеродинного радиоимпульса выбирается примерно равной щ+Дй).

15—722

225


мерения больших приращений фазы спектра, следует производить непосредственно со входа по контрольному видеоимпульсу малой длительности (модуль спектраль­ ной функции этого импульса в рабочей полосе частот анализатора принимается постоянным). Если контроль­ ный импульс задержать относительно начала генерации видеоимпульса, служащего для формирования опорного сигнала, на интервал времени, равный Th, то его фазо­ вый спектр определится соотношением гКг(П) = —QTh- Осциллограммы выходного сигнала для этого случая показаны на рис. 7.29. Так как частотный масштаб изо­ бражения известен, легко определить величину интерва­

ла частот <ок—©1= (th—й )/2 |а |, которому соответствует, например, расстояние Д—1i по горизонтальной оси. экрана индикатора (рис. 7.29). Величина приращения выходного сигнала ии соответствует приращению фазы спектра

Uh ~ |*Ffe(£2)|= (Й — <%) Th [рад].

Поскольку Th задано, можно найти цену деления вер­ тикальной оси экрана индикатора непосредственно в радианах.

7.6. О некоторых аспектах использования ДЛЗ

ванализаторах спектра

Впоследние годы широко развернулись работы по созданию различных типов ДЛЗ, используемых для сжа­ тия радиоимпульсов в радиолокационных системах [43— 46], а также в некоторых типах связных устройств [47].

Проведенный анализ показывает, что соответствующие линии можно применить для измерения спектров радио­ сигналов. Выбор типа линии в конкретном устройстве, например при анализе спектров в реальном масштабе времени, зависит главным образом от заданных величин абсолютного разрешения Дсоо=2я/т и максимальной полосы Да анализатора. Кратко остановимся на некото­ рых описанных в литературе типах линий задержки с по­ стоянной дисперсией, которые могут быть использованы в анализаторах спектра.

Электрические линии задержки с постоянной диспер­ сией синтезируются из скрещенных «фазовых звеньев»

первого или

второго порядка

[24,

48]. Необходимость

применения

высокоточных и

не

слишком громоздких

IS*

 

 

227


радиокомпонентов, а также условие относительной некритичности монтажа ограничивают область использо­ вания линий с сосредоточенными постоянными участком от единиц до нескольких десятков мегагерц. При наибо­ лее экономных методах синтеза количество звеньев должно быть примерно равно коэффициенту сжатия дис­ персионной линии задержки. Так как каждое звено со­ стоит из 5 элементов, общее число радиокомпонентов будет не менее 5 D или для анализатора в реальном масштабе времени не менее 20 N. Как показывает про­ веденный с помощью ЭВМ расчет, неточность элементов фазовых звеньев порядка 12% приводит к значитель­ ным искажениям дисперсионной характеристики линии задержки. Поэтому при изготовлении линии должна производиться индивидуальная настройка каждого звена.

Путем синтеза фазовых звеньев можно также создать электрическую линию задержки с постоянной дисперси­ ей в диапазоне сверхвысоких частот [49]. Ширина рабо­ чей полосы частот такой линии может достигать единиц гигагерц.

Весьма перспективным для использования в анализа­ торах спектра ультразвуковые *> ДЛЗ. При полосах ана­ лиза от 100 кГц и примерно до 10 МГц наиболее прием­ лемыми можно считать волноводные линии задержки, использующие продольные волны Лэмба [32, 51] (обыч­ но используется наинизшая продольная волна).

Например, при Асо/2я=50 кГц (6со/2я=100 кГц) целесообразно использовать проволочную ультразвуковую ДЛЗ с диаметром звуко­ провода около 3 мм [52, 53]. (Центральная частота рабочего участка

линии примерно равна 1

МГц,

а бсо/2я = 100 кГц.

При применении

стандартной алюминиевой

проволоки достижимое

N, как правило,

не превышает

30—40,

поскольку

с увеличением длины звукопровода

I (при Z)= 400,

/=500

см)

резко

возрастает погрешность измерений,

обусловленная неоднородностями проволоки.

При полосах анализатора от 0,2 до 10 МГц целесооб­ разно применять полосковые (ленточные) ДЛЗ, исполь­ зующие продольные колебания [32, 54, 55]. Такие линии обычно состоят из ленточного металлического звукопро­ вода (алюминиевого или стального), к торцам которого прикреплены передающий и приемный пьезоэлектриче­ ские преобразователи, поляризованные по толщине. При постоянной толщине звукопровода большие значения D,

*) Достаточно полный обзор таких линий приведен в [50].

228