Файл: Тверской, В. И. Дисперсионно-временные методы измерений спектров радиосигналов.pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 15.10.2024
Просмотров: 77
Скачиваний: 0
Используя (7.4.5), нетрудно получить
М3 (Arx0Ko/uUIiyrD)(l + Д(вГ2/ДюГ1) 2.
Для нормальной работы анализатора необходимо » 1 . Последнее условие, очевидно, выполнить значитель но легче, чем требование М ^ \ .
7.5. Анализаторы фазовых спектров радиосигналов
Остановимся на некоторых общих особенностях про ектирования анализаторов фазовых спектров, не рассма тривая всех возможных схем конкретных устройств и не затрагивая также вопросов проектирования фазовых и частотных детекторов, по которым имеется достаточно обширная литература [40—42]. При анализе фазовых спектров, величины приращений которых не превышают 180°, погрешность измерений существенным образом за висит от точности привязки момента генерации видеоим пульса, служащего для формирования опорного сигнала, к началу анализируемого или гетеродинного радиоимпуль са. Так как задержка включения генератора видеоим пульсов может меняться в зависимости от крутизны фронтов огибающих входных радиоимпульсов, погрешно сти измерений могут возрастать для импульсов, имею щих пологий фронт. При измерении спектров в реальном масштабе времени соответствующая погрешность опре делится только нестабильностью периода следования видеоимпульсов.
На практике необходимость измерения приращений фазы спектра менее 180° может встретиться в задачах сличения фазовых спектров сигналов, в частности при использовании анализатора в качестве панорамного фа зометра в реальном масштабе времени. В этом случае нет надобности в специальном генераторе видеоимпуль сов и соответствующая погрешность исключается.
Основные элементы анализаторов фазовых спектров должны удовлетворять примерно таким же требованиям, какие предъявляются к узлам анализаторов амплитуд ных спектров. Параметры усилителей на входе и выходе определяются условиями (7.1.5), (7.1.6) или (7.3.2), по скольку погрешность, обусловленная шумом усилителя на выходе линии, равна
Am^arctgUm/go(t)~um/go(t).
222
Экспериментально точность измерений фазовых спёктров можно оценить с помощью контрольных сигналов таким же путем, как описано в § 7.1. Для нахождения погрешности, не зависящей от характера амплитудного спектра, можно использовать видеоимпульс малой дли тельности, модуль спектральной функции которого в ра бочей полосе устройства постоянен. Если такой кон трольный сигнал подать параллельно в оба канала ана лизатора фазового спектра с одновременным формиро ванием опорных импульсов, то величина напряжения па выходе фазового детектора определит погрешность, обу словленную характеристиками ограничителей и фазово го детектора, а также неидентичностью каналов. По грешность измерений за счет задержки включения гене ратора видеоимпульсов легко найти, если в основной канал подать контрольный видеоимпульс малой длитель ности и им же осуществить запуск генератора.
Составляющую погрешности, которая зависит от по ведения функций К (со) и а (со), а также от величины и характера изменений дисперсии линии, можно оценить по форме отклика на контрольный радиоимпульс прямо угольной формы с постоянной частотой заполнения (в этом случае находится относительная величина от клика в «нулях» спектра). Если в оба канала анализа тора включена одна ДЛЗ, контрольное измерение от клика g(t) достаточно произвести только в одном из каналов; если для формирования опорного сигнала ис пользуется отдельная линия, указанное измерение сле
дует произвести в каждом канале. |
/((со) |
п а (со) |
При «быстрых» осцилляциях функций |
||
в стороне от центра отклика (например, |
в его миниму |
|
мах) будут наблюдаться ложные выбросы или |
непре |
рывный мешающий сигнал. Если длительность контроль ного радиоимпульса достаточно мала (с/к<Сб/), то отно шение амплитуды ложного сигнала к максимальной ам плитуде основного отклика go(t) max определит в соот ветствии с выражениями (6.1.3), (6.1.4), (6.1.8), (6.1.9)
погрешность измерения фазы спектра на частоте, где функция /Дсо) достигает максимума. На других частотах спектра погрешность возрастает в число раз, равное от ношению F (со)тах к значению модуля спектра в соот ветствующей точке.
При «медленном» изменении функций /((со), а (со) рассматриваемая погрешность в зависимости от схемы
223
анализатора характеризуется соотношениями |
(6.2.7) или |
|
(6.4.2). |
Из сопоставления этих формул с выражениями |
|
(2.1.11), |
(2.2.8) следует, что для контрольного радио |
|
импульса погрешность зависит от отношения |
амплитуд |
|
в минимумах g { t ) m in и максимумах g o ( t ) m a x - |
Как пра |
вило, дисперсия линии известна и трудность при оценке точности измерений фазового спектра заключается в уче те влияния первых слагаемых в (6.2.7) или (6.4.2). Сле дует выбрать такую длительность контрольного радио импульса, при которой вторыми слагаемыми в указан ных формулах можно пренебречь; особенно легко это сделать в устройстве с модуляцией несущих частот сиг налов, подаваемых на вход ДЛЗ. Тогда по относитель
ной величине первых |
минимумов |
отклика |
g (t), где |
| F ' ( g> ) \/F (и>)тах~й/2л, |
легко найти |
величину |
|\Е2(со)|. |
Путем перестройки несущей частоты контрольного ра диоимпульса находится максимальное значение указан ного множителя, которое затем используется при оцен ках точности измерений (см. § 7.3).
В измерителе фазовых спектров с последовательным формированием опорного сигнала составляющая погреш ности измерений, которая зависит от поведения Е((о),
/С(<г>), описывается функцией yg(Qo)—уДПо) [см. фор мулу (6.3.9)]. Так как каналы анализируемого сигнала и формирования опорного сигнала не идентичны, ука занные выше измерения следует проводить в каждом канале, т. е. на выходе ДЛЗ и на выходе запоминающей линии. Расчет множителей Wz(йо) в выражениях для
yg(Qo) и уД^о), или вычисление относительных величин ложных боковых откликов [последний случай соответ ствует «быстрым» пульсациям 2С(co)ia(со) ], производится раздельно для каждого канала. Погрешность, обуслов ленная неидентичностью каналов, в основном опреде ляется первыми тремя слагаемыми в формуле (6.3.9),
атакже качеством ограничителей и фазового детектора,
ихарактеризуется сигналом на выходе последнего при подаче на вход устройства контрольного видеоимпульса
малой длительности. Указанный контрольный сигнал в этом случае запускает генератор видеоимпульсов, слу жащих для формирования опорного сигнала. Таким же образом находятся соответствующие ошибки в однока нальном анализаторе, описанном в § 5.5.
Если рабочая полоса частот запоминающей линии не совпадает с полосой ДЛЗ, на выходе последней осу-
224
ществляется дополнительное преобразование частоты от клика g(t). Структурная схема выходной части анализа тора, в котором используется фазовое детектирование отклика, приведена на рис. 7.26. В ней из-за включения в канал анализируемого сигнала преобразователей с по-
Рис. 7.26.
лосовыми фильтрами возрастает погрешность измере ний, связанная с неидентичностью каналов устройства.
Рассмотрим особенности анализаторов, предназначен ных для измерения больших приращений фазы спектра. В этом случае частота
опорного |
импульса сдви- |
Частотный |
S—киндикатору |
||
гается с помощью допол- |
—*■ детектор |
|
|||
нительного |
смесителя |
и |
С инхроим пульс |
Ключ |
|
гетеродина. |
|
|
|||
|
и |
|
|||
Полученный сигнал |
|
|
|||
отклик g(t) |
подаются |
на |
р,и,с |
727. |
|
смеситель |
а |
детектора |
|||
фазы, |
напряжение |
|
|
||
биений с выхода по |
полосовой фильтр и ограни- |
||||
следнего |
поступает через |
||||
читель на |
частотный |
детектор. Центральная частота |
детектора выбирается равной частоте вспомогательного гетеродина. После окончания каждого из циклов изме рений интегратор должен «очищаться» от накопленного сигнала. Для этого на него подается синхроимпульс, управляющий «сбросом» сигнала. Если, например, ис пользуется гС-интегратор (рис. 7.27), то указанный синхроимпульс открывает электронный ключ, который шунтирует конденсатор. Задержка синхроимпульса от носительно фронта анализируемого или гетеродинного радиоимпульса выбирается примерно равной щ+Дй).
15—722 |
225 |
мерения больших приращений фазы спектра, следует производить непосредственно со входа по контрольному видеоимпульсу малой длительности (модуль спектраль ной функции этого импульса в рабочей полосе частот анализатора принимается постоянным). Если контроль ный импульс задержать относительно начала генерации видеоимпульса, служащего для формирования опорного сигнала, на интервал времени, равный Th, то его фазо вый спектр определится соотношением гКг(П) = —QTh- Осциллограммы выходного сигнала для этого случая показаны на рис. 7.29. Так как частотный масштаб изо бражения известен, легко определить величину интерва
ла частот <ок—©1= (th—й )/2 |а |, которому соответствует, например, расстояние Д—1i по горизонтальной оси. экрана индикатора (рис. 7.29). Величина приращения выходного сигнала ии соответствует приращению фазы спектра
Uh ~ |*Ffe(£2)|= (Й — <%) Th [рад].
Поскольку Th задано, можно найти цену деления вер тикальной оси экрана индикатора непосредственно в радианах.
7.6. О некоторых аспектах использования ДЛЗ
ванализаторах спектра
Впоследние годы широко развернулись работы по созданию различных типов ДЛЗ, используемых для сжа тия радиоимпульсов в радиолокационных системах [43— 46], а также в некоторых типах связных устройств [47].
Проведенный анализ показывает, что соответствующие линии можно применить для измерения спектров радио сигналов. Выбор типа линии в конкретном устройстве, например при анализе спектров в реальном масштабе времени, зависит главным образом от заданных величин абсолютного разрешения Дсоо=2я/т и максимальной полосы Да анализатора. Кратко остановимся на некото рых описанных в литературе типах линий задержки с по стоянной дисперсией, которые могут быть использованы в анализаторах спектра.
Электрические линии задержки с постоянной диспер сией синтезируются из скрещенных «фазовых звеньев»
первого или |
второго порядка |
[24, |
48]. Необходимость |
применения |
высокоточных и |
не |
слишком громоздких |
IS* |
|
|
227 |
радиокомпонентов, а также условие относительной некритичности монтажа ограничивают область использо вания линий с сосредоточенными постоянными участком от единиц до нескольких десятков мегагерц. При наибо лее экономных методах синтеза количество звеньев должно быть примерно равно коэффициенту сжатия дис персионной линии задержки. Так как каждое звено со стоит из 5 элементов, общее число радиокомпонентов будет не менее 5 D или для анализатора в реальном масштабе времени не менее 20 N. Как показывает про веденный с помощью ЭВМ расчет, неточность элементов фазовых звеньев порядка 1—2% приводит к значитель ным искажениям дисперсионной характеристики линии задержки. Поэтому при изготовлении линии должна производиться индивидуальная настройка каждого звена.
Путем синтеза фазовых звеньев можно также создать электрическую линию задержки с постоянной дисперси ей в диапазоне сверхвысоких частот [49]. Ширина рабо чей полосы частот такой линии может достигать единиц гигагерц.
Весьма перспективным для использования в анализа торах спектра ультразвуковые *> ДЛЗ. При полосах ана лиза от 100 кГц и примерно до 10 МГц наиболее прием лемыми можно считать волноводные линии задержки, использующие продольные волны Лэмба [32, 51] (обыч но используется наинизшая продольная волна).
Например, при Асо/2я=50 кГц (6со/2я=100 кГц) целесообразно использовать проволочную ультразвуковую ДЛЗ с диаметром звуко провода около 3 мм [52, 53]. (Центральная частота рабочего участка
линии примерно равна 1 |
МГц, |
а бсо/2я = 100 кГц. |
При применении |
||
стандартной алюминиевой |
проволоки достижимое |
N, как правило, |
|||
не превышает |
30—40, |
поскольку |
с увеличением длины звукопровода |
||
I (при Z)= 400, |
/=500 |
см) |
резко |
возрастает погрешность измерений, |
обусловленная неоднородностями проволоки.
При полосах анализатора от 0,2 до 10 МГц целесооб разно применять полосковые (ленточные) ДЛЗ, исполь зующие продольные колебания [32, 54, 55]. Такие линии обычно состоят из ленточного металлического звукопро вода (алюминиевого или стального), к торцам которого прикреплены передающий и приемный пьезоэлектриче ские преобразователи, поляризованные по толщине. При постоянной толщине звукопровода большие значения D,
*) Достаточно полный обзор таких линий приведен в [50].
228