Файл: Прикладная спектрометрия с полупроводниковыми детекторами..pdf

до A£S1=115 эВ (гауссовское формирование с пиковым време­ нем 16 мкс [20]). Дополнительное преимущество схем с опти­ ческой обратной связью — возможность применения в них све­ точувствительных полевых транзисторов на «ножке» из ВеО или

На рис. 2.4 представлена структурная схема зарядочувстви- телы-юго предусилителя с импульсной обратной связью. Полный входной ток /Вх, текущий через входную емкость Свх, приводит к уменьшению разности потенциалов Uc и соответствующему изменению выходного напряжения U0ых зарядочувствительной секции 1. При достижении порогового значения Un срабатывает дискриминатор 2, запускающий генератор 3, который через уст­

74

ройство обратной связи 4 осуществляет передачу на входную цепь заряда, компенсирующего заряд, накопленный на емкости Сих во время измерений.

Остановимся подробнее на одной из первых схем с импульс­ ной обратной связью, предложенной в работе [23]. На детек­ тор подается положительное напряжение + UiU которое в отсут­ ствие резистора Rf приводит к смещению перехода затвор — канал в прямом направлении. Такой режим полевого транзи­ стора связан с появлением дополнительного источника шума, обусловленного прохождением ионного тока детектора через прямое сопротивление перехода затвор — канал. Например, при

Тф=10 мкс энергетическое разрешение ухудшается на 200 эВ. Чтобы избежать этого и поддерживать длительное время потен­ циал затвора при отрицательном (относительно истока) смеще­ нии, на детектор подаются короткие зарядные импульсы дли­ тельностью 0 (автор работы [23] использовал термин rechar­ ging pulses — перезаряжающие импульсы). Во время действия этих импульсов затвор смещается в прямом направлении, и ем­ кость детектора заряжается короткими импульсами тока, про­ текающими через переход затвор — канал. После окончания за­ рядного импульса затвор полевого транзистора смещается в об­ ратном направлении, и емкость Свх начинает медленно разря­ жаться через большое входное сопротивление головного каска­ да током /пх. При постоянной времени формирования основного усилителя, равной т,|„ и биполярной форме зарядных импульсов чувствительность усилителя к ним в (тф/0 ) 2 раз меньше, -чем к сигналам ступенчатой формы. Тем самым предотвращается пе­ регрузка усилителя зарядными импульсами, амплитуда кото­ рых составляет несколько вольт. В предложенной схеме име­ ется устройство для автоматической регулировки амплитуды за­ рядных импульсов в зависимости от величины ионного тока де­ тектора. Собственный уровень шума при постоянной формирова­ ния тф=10 мкс составил A£SI=167 эВ.

В другом варианте, описанном в работе [12], используется импульсная оптическая обратная связь, которая реализуется в результате импульсного управления светодиодом, связанным оп­ тически с переходом затвор — канал головного транзистора. По сравнению с предыдущей эта схема имеет меньшее мертвое время, так как входная емкость CDX перезаряжается не импуль­ сами, амплитуда которых составляет несколько вольт и вызы­ вает перегрузку последующих секций, а током, генерируемым в светочувствительной области р—п-перехода. Минимальный соб­ ственный уровень шума составил A£Si= 91 эВ.

В качестве переключающего элемента можно использовать биполярные транзисторы, диодные ключи, светодиоды [2 , 24— 26]. Их применение ограничивается в основном обратным то­

75

ком и собственной емкостью, увеличивающей Сак. Наилучшпе результаты дает применение фотодиодов. Однако электроннооп­ тические схемы могут обеспечить генерацию перезарядного тока не более Ю^А. Это тот ток, который возникает в Ое(1П)-детек- торе при скорости регистрации 5-105 с- 1 и энергии 500 кэВ. В этом случае оптическая связь перестает быть импульсной п должна быть «включена» все время. Применение биполярного транзистора с током утечки 10- 9 — 10—|° А в данном случае более выгодно, так как позволяет увеличить перезарядный ток на дватри порядка.

Практические схемы. На рнс. 2.5 приведена принципиаль­ ная схема зарядочувствительпого предусилителя с гальваниче­ ски связанным головным каскадом. Рабочая температура поле­ вого транзистора и резистора R, составляет 100— 130 К. Так как апериодический режим, т. е. отсутствие выбросов на пере­ ходной характеристике, определяется условием

С,-, определяемый формулой (2.7). Для детекторов, рассчитан­ ных на спектрометрию мягкого гамма- и рентгеновского излу­ чений, имеющих собственную емкость Сл~ 3 -ь 5 пФ, конденсато­ ром С,- может служить антенная связь небольшого металличе­ ского стержня с входной цепью головного каскада либо С/ мо­ жет быть исключен (обратная связь по заряду осуществляется

определяется только частотными свойствами транзисторов каскодной пары (см. рис. 2.5), так как влияние последующих кас­ кадов должно быть пренебрежимо мало. Если это не так, то влияние Т2, Г3 может привести к появлению дополнительных полюсов в передаточной характеристике и соответственно к вы­ бросам в форме выходного сигнала. Кроме того, транзисторы Т2, Т3 должны иметь высокий коэффициент усиления (3 при не­ большом режимном токе (0,5 мА), чтобы уменьшить величину базового тока п свести к минимуму его вклад в шумовую ши­ рину линии. Таким требованиям отвечают только некоторые типы высокочастотных биполярных транзисторов, которые одно­ временно характеризуются низким уровнем шума 1 // (напри­ мер, 1Т308В, П416Б). В любом случае необходим предваритель­ ный отбор транзисторов, особенно Т\, причем следует иметь в виду, что при малых режимных токах частотные характеристи­ ки транзисторов несколько хуже тех, которые приводятся в технических условиях для номинального значения тока коллек­ тора.

76

ё

Шумовой вклад выходной секции можно оценить по формуле

тивления. Величина R s 2 выходной секции определяется главным образом ее входным импедансом, равным 1 кОм. Параметр Rs\ зарядочувствительной секции в предельном случае оценива­

сокого энергетического разрешения С;/Сих желательно выбрать примерно 1/40 или менее. Более детальный анализ вклада шу­

вают по формуле (2.3), ее можно увеличить за счет соответст­

стабилизированных источников, амплитуда пульсации которых не превышает 1 мВ. Для защиты от помех в цепь питания (кон­ такты 1, 2, 4, разъема Ш2) полезно включить фильтр.

Более сложные схемы предусилителей, приведенные в рабо­ тах [28—32], отличаются большим динамическим диапазоном, малым наклоном шумовой характеристики, быстрым фронтом нарастания сигнала, Особый интерес представляет схема, опи­ санная в работе [29]. Коэффициент усиления зарядочувстви­ тельной секции с разомкнутой связью в зависимости от харак­ теристики используемых транзисторов равен 1 0 5 — 1 0 6, а наклон шумовой характеристики Д£Се=15 эВ/пФ, что позволяет осо­ бенно эффективно использовать такой предусилитель для рабо­ ты с детекторами большого объема. Следует отметить, что на­ клон шумовой характеристики зарядочувствительных схем мож­ но уменьшить, введя положительную обратную связь в сток по­ левого транзистора [33].

В работе [30] приведена принципиальная схема быстрого за­ рядочувствительного предусилителя, обеспечивающая хорошее энергетическое и временное разрешение. Уровень шума увели­ чивается на несколько процентов при существенном уменьше­ нии времени нарастания сигнала tn. Так, быстрый «временной» выход характеризуется t,,= 2 нс при внешней емкости 50 пФ и С,-= 0,5 пФ. Достигнутое временное разрешение составляет не­ сколько наносекунд.

В работах [24, 34] описаны схемы, обеспечивающие защиту предусилителей от перегрузок. Эти схемы содержат ключевые

78