Файл: Кулесский, Р. А. электропривод постоянного тока с цифровым управлением.pdf

ствпи с (5-16), т. е. И р .п=г>д .с.опт- На входе регулятора скорости PC производится сравнение оР.п с Од.о и PC тем самым осуществляет

управление торможением по отклонению скорости от ее оптимально­ го значения. Чем более высокими динамическими характеристиками обладает контур регулирования скорости, тем меньше величина Дод.с и соответственно отклонение процесса торможения от опти­ мального.

6 0 ,

Рис. 5-3. Структурная (а) и функциональная (б) схемы регу­

лятора положения.

Статическая характеристика регулятора положения, соответст­ вующая (5-16) при Ѵ р .п = О д .о опт. приведена на рис. 5-4 (кривая /). Вблизи начала координат тангенс угла наклона кривой Ц р .п(Д Ц д .п)

определяется значением соответствующей частной производной

реалнзуем, так как требует бесконечно большого коэффициента уси­ ления регулятора положения. В связи с этим вблизи начала коорди­

ветствии с линейными законами оптимального управления, рассмо­ тренными в гл. 3, 4.

162

иия. Здесь лучше воспользоваться тем, что для всего семейства траекторий, соответствующих пуску, характерно ограничение дина­ мического тока на его предельном значении. Поэтому достаточно обеспечить при пуске ограничение динамического тока, что может быть осуществлено за счет ограничения выходного сигнала регуля­ тора скорости. Соответствующий блок ограничения БО і изображен

па рис. 5-3,а.

При построении регулятора положения на Ц-ВУ возлагают функции вычисления ошибки регулирования и, если требуется, инте­ гральной или дифференциальной составляющих закона регулирования. Нелинейное преобразование сигнала ошибки в соответствии с (5-16) обычно либо осуществляют одновременно с преобразованием цифро­ вого значения рассогласования в аналоговую форму, так что -опера­ ции цифро-аналогового и нелинейного -преобразований совмещаются, либо после цифро-аналогового -преобразования (для этого исполь­ зуется специальный нелинейный блок НБ). Последнее целесообразно

в том случае, еспи используется компенсация помех квантования. При этом корректирующие сигналы суммируются на входе нелиней­ ного блока. Структурная схема цифрового регулятора положения

для общего случая представлена на рис. 5-3,6. Назначение блоков

ЦП, ЦД, ЦИ, ЦАП-П, ЦАП-Д, ЦАП-И, С, БОі то же, что и в циф­

то блоки ЦИ, ЦД, ЦАП-И, ЦАП-Д, БО, С, изображенные на рисун­

ке штриховой линией, отсутствуют и -регулятор является чисто циф­ ровым. -Пример такого регулятора -приведен в § 1-2 при описании системы безупорной порезки. Цифро-аналоговый регулятор положе­ ния подобен регулятору скорости. Пример цифро-аналогового регу­ лятора положения рассмотрен в § 1-2 применительно к задаче управ­ ления летучей пилой. Наибольшую сложность для реализации пред­ ставляет участок характеристики НБ при Дцд.ш < |Дцд.п | 'ОАод.пг.

Здесь обычно осуществляют кусочно-линейную аппроксимацию (на рис. 5-4 показана пунктиром), что позволяет использовать для реа­ лизации нелинейной характеристики диодные схемы ограничения.

Исследования позиционного электропривода с управляющим устройством ;(рнс. 5-3,а) показали, что неточность реализации не­ линейной характеристики (5-16) и недостаточно высокие в некото­ рых случаях динамические характеристики контура регулирования скорости могут привадить к существенному отклонению процесса торможения от оптимального. В связи с этим иногда видоизменяют закон управления -в линейной зоне (|Дод.п|<Ат>д.пі), включая кор­ ректирующие устройства, для того чтобы «подправить» ход процес­ са торможения. Это в свою очередь приводит к уходу от оптималь­ ного режима, работы в линейной зоне. Для коррекции процесса тор­ можения без искажения закона управления в линейной зоне можно воспользоваться методом вибрационной линеаризации нелинейной характеристики НБ. Использование вибрационной линеаризации по­ зволяет приблизить кусочно-линейную характеристику НБ к желае­

мой (5-46).

Рассмотрим цепь, -включающую нелинейное звено с характери­ стикой ф, являющееся составным элементом цифрового или цифроаналогового регулятора положения, и объект управления, заданный

164

где коэффициент к определяется из (5-16) при ф = г ) д .с ..опт и .ѵ =

= Аид.ц.

На входе нелинейного звена действует сумма медленно изме­ няющегося сигнала Дод.и(0 и периодического сигнала ult) с нуле-

Рпс. 5-5. К анализу вибрационной линеаризации нелинейной характеристики регулятора поло­ жения.

вым средним значением, частота ш которого достаточно велика,

Выходной сигнал нелинейного звена можно представить в виде суммы средней .медленно изменяющейся составляющей М[Дтзд.п(0] и периодической.ѵ (/)

В (5-23) Мі[Дтід.п(0] можно определить как среднее значение выходного сигнала нелинейного звена за .период 2я/со:

і + г/со

t—и/ш

Чем больше величина ш, тем точнее формула (5-24) определяет среднее значение выходного сигнала. Выходной сигнал (5-23) нели­ нейного элемента поступает на вход объекта управления, свойства которого в линейной зоне характеризует передаточная функция \Ѵо{р). На выходе объекта управления получаем сигнал

объект как фильтр высоких частот. Поэтому при достаточіш боль­ шой частоте линеаризующих колебаний составляющая Aav(t) прак­

тически равна нулю и ею можно пренебречь. При этом за выходной сигнал линеаризованного элемента .можно принять среднее значение, определяемое выражением (5-24). Практически при /=м/2л^=20 Гц можно пренебречь влиянием u(t) не только на выходную координа­

ту, но и на ток якоря двигателя.

В качестве линеаризующих обычно используются колебания си­

165

нлл прямоугольного типа

Лпри „ —

где «=0, 1 , 2 . . .

На рис. 5-6 представлены два соседних линейных участка ку­

сочно-аппроксимированной характеристики (5-21), уравнения которых имеют вид:

фі ( x ) = a lx + b l, ф2(-ѵ) = а 2х + Ь г,

где X определяется (5-22).

Рис. 5-6. Исходная (/) и линеаризо­ ванные (2, 3) характеристики для

двух типов линеаризующих сигналов.

Для случая синусоидального линеаризующего сигнала (5-26) вычисления по (5-24) дают следующие выражения для линеаризо­ ванной характеристики:

при

166