Файл: Кулесский, Р. А. электропривод постоянного тока с цифровым управлением.pdf

использовать упомянутые выше тахогенераторы типов ПТ л ТТП. Уровень высокочастотных пульсации выходного напряжения, в наи­ большей степени сказывающихся па точности дифференцирования, для этих тахогенераторов сравнительно невелик. Так, наиболее силь­ но влияющие зубцовые пульсации не превышают (0,2-^0,86) % лолезного сигнала [Л. 34].

Рис. 7-4. Схемы неявного (а) и ння сигналов.

На рис. 7-4 представлены схемы дифференцирования неявным и прямым методами. Рассмотрим характеристики схем для случая, когда производная полезной составляющей входного сигнала пред­ ставляет единичный скачок

190

Йз (7-12) — (7-15) следует, что при использовании неявного ме­ тода за счет увеличения отношения Т/к можно добиться ослабления

влияния помех но сравнению с прямым методом, но при этом произ­ водная будет вычислена с динамической ошибкой. Ошибка быстро уменьшается и через время, равное 3Т/к, не превышает 5%. Нали­

чие динамической ошибки приведет к ошибке в формировании кор­ ректирующего сигнала в течение нескольких периодов Nl!y(t). Если

учесть, что скачок производной сигнала тахогенератора может про­ изойти лишь при входе в линейную зону изменений координат объ­

вившемуся положению, то указанная динамическая ошибка мало влияет на качество процесса управления. Действительно, в начале, когда ошибки формирования N Ky(t) имеют наибольшую величину,

значение ошибки регулирования еще велико и погрешность вычисле­ ния N,iy(t) сказывается мало. При .приближении к установившемуся положению влияние N Ky(t) на процесс управления становится пре­

валирующим, но здесь уже динамическая составляющая ошибки вы­ числения производной Ur.г затухает. Параметры схемы рис. 7-4,а

могут быть определены согласно (7-42) и (7-13). Реализация схем осуществляется на элементах серии УБСР-А.

Пример 7-1. Определим величины пульсаций выходных напряже­ ний схем рис. 7-4 при дифференцировании сигнала тахогенератора постоянного тока, данные которого приведены в примере 3-1. Счи­ таем зубцовые пульсации приближенно синусоидальными, а усили­ тели— безынерционными. Принимая Г=0,1 с, по (7-15) определяем:

ТУг =18,7 • 0,7 • ІО-2 • 2 200 - 0,4 cos со/—28,8 cos со/.

Максимальное значение величины пульсаций выходного напря­ жения при прямом методе дифференцирования составляет, таким образом, 28,8 В. Примем для схемы рис. 7-4,а величину k равной

10. Тогда по (7-13) для />0,03 с получим:

Ui а; 0,059 cos со/+1,3 sin со/,

т. е. максимальное значение выходных пульсаций при неявном диф­ ференцировании равно 1,3 В.

Динамическая ошибка при скачкообразном изменении производ­ ной входного сигнала затухает приближенно за время /= 3 -0,4/10= =0,03 с.

Осуществление аналого-цифрового преобразования сигнала ча­ стотного датчика на основе (4-3), как отмечено выше, требует изме­ нения программы работы логических блоков в схемах рис. 7-1. Вме­

UN Ss t/„ при dUT,r/dt < 0.

В силу самого принципа аналого-цифрового преобразования ча­ стотных сигналов период прерывания Т в системах цифрового регу­

лирования скорости относительно велик и сказывается на точности, формирования корректирующих сигналов. Вместе с тем ислользова-

191

мне блоков вычисления начальных условии для 'компенсации этом погрешности смысла не имеет, так как вблизи установившегося ре­ жима опа 'Пренебрежимо мала и растет по мере удаления от него, сказываясь лишь на динамических характеристиках системы. Послед­ ние несколько ухудшаются из-за .погрешностей в формировании кор­ ректирующих сигналов, но по сравнению с программными электро­ приводами здесь к динамическим характеристикам предъявляются более низкие требования, которым вполне удовлетворяет этот подход.

В заключение необходимо отметить, что компенсация помех квантования в случае электропривода, предназначенного для регули­ рования скорости, в целом осуществляется сложнее, чем линеариза­ ция на основе совмещения операции аналого-цифрового преобразо­ вания II интегрирования, рассмотренных в § 1-4 и 2-4. Поэтому в тех случаях, когда в цифровой форме должна вычисляться лишь инте­ гральная составляющая закона регулирования, преимущества этого метода аналого-цифрового преобразования для технической линеари­ зации бесспорны. Когда помимо интегральной необходимо вычислять в цифровой форме и другие составляющие закона регулирования, например пропорциональную и дифференциальную, необходимо осу­ ществлять сравнительную оценку вариантов формирования коррек­ тирующих сигналов.

7-2. УСТРОЙСТВА ВИБРАЦИОННОЙ ЛИНЕАРИЗАЦИИ

Вибрационная линеаризация используется для улучшения ди­ намических и статических характеристик при цифровом управлении лишь позиционными электроприводами. При этом она имеет две области применения: линеаризация характеристики модели цифрово­ го датчика (§ 2-4) н линеаризация характеристики формирующей нелинейности (§ 5-2). Помимо перечисленных возможны и иные области применения вибрационной линеаризации, .например для ли­ неаризации аналого-цифровых преобразователей сигналов позицион­ ных аналоговых датчиков, однако эти вопросы в книге не рассма­ триваются. Для электроприводов, выходной регулируемой координа­ той которых является скорость двигателя, непосредственное исполь­ зование вибрационной линеаризации не имеет смысла, так как экви­ валентные ей свойства обеспечивают метод аналого-цифрового пре­ образования скорости в сочетании с интегрированием сигнала рас­ согласования (§ 1-4 и 2-4).

Один из вариантов осуществления вибрационной линеаризации модели цифрового датчика {Л. 31] представлен на рис. 7-5. Собст­ венно моделью цифрового датчика является нелинейный элемент НЭі, обладающий однозначной характеристикой трехпознционного

реле. Характеристика НЭі (рис. 7-5,а), соответствует закону преоб­ разования (1-4). Линеаризующее напряжение треугольной формы Uи (0 получается на выходе усилителя Уі в результате интегриро­ вания напряжения Ur прямоугольной формы, создаваемого генера­

192