Файл: Лурье Б.Я. Максимизация глубины обратной связи в усилителях.pdf
ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 21.06.2024
Просмотров: 101
Скачиваний: 1
при любой реальной температуре кабеля. Поэтому из всех возмож ных схем усилителей с одноканальной и многоканальными обрат ными связями практически пригодны лишь такие, внешнее усиле ние которых определяется единственной р-цепыо, которую можно ■представить каскадным соединением четырехполюсников ('коррек торов), каждый из которых содержит емкости обходов.
С р е з б е з о г р а н и ч е н и я м а к с и м у м а ф а з ы. В [120] Боде предложил еще несколько видов допустимых диаграмм Най квиста (рис. 1.27). Типы а) и в) соответствуют х=0, что согласно
|
|
|
|
|
Рис. 1.27 |
|
|
(1.49) |
дает выигрыш в А0. Тип б) |
характеризуется большим допу |
|||||
стимым |<р|‘; іза счет увеличения |ср| |
увеличиваются допустимый'на |
||||||
клон ЛАХ |
Т вблизи рабочего диапазона частот (рис. 1.28) и, сле |
||||||
довательно, |
максимальная |
глубина |
об |
||||
ратной |
связи. |
Характеристики |
Т |
по |
|||
рис. 1.27в позволяют объединить достоин |
|||||||
ства характеристик рис. 1.27а, б. |
1.27 в |
||||||
Реализация |
характеристик рис. |
||||||
усилителе с обратной связью связана со |
|||||||
специальными |
мерами |
по |
обеспечению |
||||
устойчивости в целом |
(для рис. 1.27 б, в) |
и по ограничению амплитуды и частоты генерируемого сигнала ‘(для характеристик рис. 1.27а, в; см. параг
раф 4.1). Аналитических выражений для Т (ісо) по рнс. 1.27,
1.28Боде не приводит.
В[143, 32] были рассчитаны и экспериментально проверены ус ловно устойчивые системы с диаграммами Найквиста по рис. 1.226. Вывода общих соотношений, оценок и предложений устройств, обес печивающих устойчивость в целом, в этих работах нет.
В[141] предложен расчет характеристик вида рис. 1.276 с по мощью линейной комбинации передачи ФНЧ типа k и типа m с гра ничной частотой т)= 1, причем для устранения пика затухания фильтра m в него введены потери (рис. 1.29, пунктир), а для со пряжения с высокочастотной асимптотой использована ступенька Боде.
Характеристики рис. 1.27 не обеспечивают максимальной глуби ны обратной связи при заданном ограничении на предельную вели чину фазы. Строгое решение этой задачи связано с заданием кусоч-
—31 —
но-постояніных 'составляющих функции цепи на іб участках (см. рис. 1.10). Приближенное решение может быть получено на основе ■решения задачи о 4 участках I(іпо [71, 81] или с помощью описан ной в параграфе 1.4 частотной трансформации) с использованием ступеньки Боде. Хорошее приближение можно получить также по [51] (см. параграф 5.6).
При решении задачи о нелинейной коррекции (см. паратраф 4.2) оказалось, что составляющие Ѳ должны задаваться не кусочнопостоянно, во всяком случае на втором участке. В связи с этим в
[80, 82] были получены соответствующие аналитические соотноше ния. На рис. 1.30, 1.31 приведены рассчитанные по просьбе автора характеристики [81], близкие к полученным итеративными методами и использованные в [63] (см. параграф 4.2). Они обеспечивают вы игрыш по глубине обратной связи на 10 дБ в сравнении со срезом по Боде.
В первом приближении, грубо говоря, возможность увеличения допустимой глубины обратной связи по сравнению со срезом по Боде состоит в увеличении допустимой фазы и, следовательно, кру тизна ЛАХ Т при г|<тр, на которой А (тр) =х. —ф(тр) = (1—у) 180°. При ц ^тр в районе ступеньки —ф= (1—у) 180° и крутизна накло на ЛАХ Т при г|>тр в устойчивой по Найквисту системе должна быть даже меньше, чем для среза по Боде, чтобы скомпенсировать на этом участке дополнительный фазовый сдвиг, создаваемый кру тым участком ЛАХ Т при цб [1, гр].
Следовательно, если предельная глубина по Боде Ло<х, т. е. тр<1, переход к устойчивой по Найквисту системе невозможен. Если же тр>1, то возможная при срезе по Найквисту глубина свя зи резко растет с ростом разности (гр—1). Поэтому использование среза по Найквисту не снимает требований к (максимизации гр, т. е. к оптимизации высокочастотной асимптоты Т.
Ввиду того что фаза среза по Найквисту на участке, где
—х < А с х , совпадает с фазой среза по Боде, ЛАХ Т и ср в районе
иправее ступеньки у двух этих типов срезов практически одинако
—32 —
вы. Следовательно, выбор по Боде оптимального числа каскадов, оптимизирующего положение асимптоты Г и, как следствие, мак симизирующего глубину обратной связи в рабочей полосе частот, сохраняет силу и для системы, устойчивой по Найквисту.
Поэтому, >в частности, межкаокадные цепи в устойчивых по Най квисту усилителях, в том числе и цепи нелинейной коррекции, в режиме малых сигналов должны вырождаться /в линейные цепи,
Рис. 1.31 |
Рис. 1.32 |
обеспечивающие максимальное усиление в рабочем диапазоне час тот и на асимптоте. Обеспечение максимально возможного в рабо чей полосе частот усиления особенно важно для усилителей со сре зом по Найквисту, т. е. с крутым срезом ЛАХ Т, так как при этом требование к величине Т при ц = 1 становится определяющим при выборе числа каскадов. •
Описанные выше формы ЛАХ Т при тех или иных ограничениях максимизируют в рабочем диапазоне частот значение |£ | и, следо вательно, минимизируют |5 |. Специальные формы ЛАХ Т, мини мизирующие SM, Sq>j описаны в [48, ПО, 15, 101]. Например [48], на рис. 1.32 показана форма среза (индексы «2»), позволяющая умень
шить maxSMв рабочем диапазоне частот вдвое против среза по Т)< 1
Боде с той же высокочастотной асимптотой (индексы «2»).
1.6. РЕГУЛИРОВАНИЕ
З а в и с и м о с т ь ф у н к ц и и це пи о т п а р а м е т р а. Бу дем под W подразумевать или входной иммитанс, или иммитанс передачи, или коэффициент передачи по току (напряжению), при чем либо как отношение воздействие/реакция, либо как обратное от ношение. Под w будем подразумевать иммитанс варьируемого двухполюсника или иммитанс (коэффициент) передачи усилителя.
2—іев |
— 33 — |
Как известно [21, 66], зависимость W от w ее можно записать в виде
w _ WjW (0) + wW (оо)
w
дрооно-линеиная, и
(1.51)
«ли в виде
1р г __ |
Wn + W |
(1.52) |
|
Wo |
W |
||
|
|||
W(0) r W(oo) |
|
||
Где 1К(0) — значение W при |
ад = 0, № (oo) — значение W при |
ш = оо. Величины wі, w2 можно найти из любых граничных условий, например из условий
W = оо, |
т. е. а>і + |
w = |
0, |
(1.53) |
или |
|
|
|
|
W — 0, |
т. е. цу2 + |
w = |
0. |
(1.54) |
Пусть W — отношение вида воздействие/реакция. Тогда выпол нение (1.54) означает, что цепь находится на грани генерации. Ес ли, в частности, w есть сопротивление двухполюсника, то, сравни вая условие равенства нулю сопротивления по любому 'контуру с (1.54) , видим, что Wo— сопротивление цели в точках подключения двухполюсника ш.
Если же, например, w есть коэффициент усиления усилителя, то
граничным условием генерации служит известное |
равенство |
||
tüß=l, где ß — коэффициент обратной связи. |
Отсюда, |
учитывая |
|
(1.54) , находим ш2= —1/ß. |
|
1.2 и для |
|
Аналогично определены коэффициенты wі, w2 в табл. |
|||
других толкований |
W и ад. Как частные случаи, таблица содержит |
||
многие известные |
формулы, в то-м числе для |
коэффициента уси |
ления усилителя с обратной связью, формулу для проводимости пе редачи, представленное в форме <(1 .'51) выражение, совпадающее после элементарных преобразований с формулой Блекмана, фор мулы для определения зависимости глубины обратной связи от иммитанса нагрузки:
т ^ |
_ Т (0) wBX+ |
Т (оо) ш |
(1.55) |
||
|
|
|
|
|
|
F |
(ад) — |
WBX+ W |
(1.56) |
||
|
|
|
|||
|
|
F (0) |
+ • |
|
|
|
|
|
F (оо) |
|
Здесь адвх — входной иммитанс цепи в точках присоединения двух полюсника с иммитансом ад.
Формулы табл. 1.2 удобно использовать при исследовании си стем с многоканальной обратной связью (см. параграф 5.1) для оп ределения, например, зависимости возвратной разности для т-го усилителя от усиления п-го усилителя и т. п.
— 34 —
Параметры четырехполюсника
|
|
|
ё 2 |
|
|
|
|
|
~ о |
|
|
ей |
|
|
п |
® |
|
Ф |
|
|
О |
О) |
|
*3 |
|
сх(D X |
|
|
|
>> |
|
|
|
||
|
|
|
<0а |
|
|
|
|
|
сх 0 |
|
|
|
|
|
3 X |
|
|
|
|
|
Й 5 |
|
|
|
|
Ф - |
о |
|
|
>» і |
гг |
X |
& |
|
|
е-з |
* га |
© |
|
||
fcf |
|
|
|
||
|
|
О |
|
|
|
|
|
s |
COк |
|
|
|
|
X |
ra |
||
|
|
S |
2“ |
||
|
|
К |
3 |
(-• |
|
|
|
3 |
rara |
||
|
|
rocx |
|||
|
|
cx |
cx\o |
|
|
|
|
<D |
c |
о |
|
з § |
S |
|
|
||
25co ra |
|
и |
|||
•3 5 |
CX |
* e |
|||
а |
GJ |
|
и |
со. |
|
х \ о |
G |
|
g â |
||
а § |
s |
||||
О © о. |
|||||
S 5 |
|
|
S |
К |
|
Г |
Р |
І1 |
х |
СОй |
|
£ У |
га |
5; |
|||
г~ |
t— |
|
з а д |
||
ё g X: |
“ |
. о |
|||
S.O |
|
го |
|
Ö |
|
о |
у |
|
|
||
с |
О |
|
= |
|
а |
|
|
|
|
=с
о
д
d*
О |
К |
|
а, |
«3
f- .. £ 3 g S S я 2 £
о
X
â § К I
<u i
< c*5<N P* о
2
Используя (1.51), (1.52), івидим, что 'чувствительность
£ _ din Г _ |
ауцЦГ (оо) — W (6)] |
(1.57) |
||||||
d In w |
(wt + |
w) [te^ W (0)+tcjtt? |
(oo)] ’ |
|||||
|
||||||||
|
|
Г |
^2 _ |
Щ 1 |
|
|
||
S = |
4 |
^ ( 0 ) |
|
W ( TC)J |
|
(1.58) |
||
(to2 + w) {-W (0) |
' W (oo)Ji] |
|||||||
|
|
|||||||
С и мме т р и ч н о е |
р е г у л и р о в а н и е . |
Регулирование |
назы |
|||||
вают симметричным относительно некоторого w=w0,если |
|
|||||||
W (oo)/W (w0) = W (woW (0) =Q . |
(1.59) |
|||||||
Подставляя (1.59) n (1.51), находим: |
|
|
||||||
|
|
w0 |
|
wjQ, |
|
|
||
IP = W (wo) ■ |
1-f(w/w0)Q |
|
(1.60) |
|||||
|
|
|
|
(w/w0) + Q |
|
|
||
Заметим, что при w = w0 чувствительность |
W no w экстремаль |
на. В самом деле,'подставляя (1.59) в (1.57), находим, что |
dw 5 = 0 |
|||
при W = WQ. Если обозначить |
|
|
|
|
W— |
1 _ |
W — l |
|
|
Р = іа+ tc>0 |
Q + 1 ~ |
Г + 1 |
|
|
то из (1.60) |
|
|
|
|
w = W(wo) 1+р |
|
|
||
|
1 — р |
|
|
|
и тогда |
|
|
|
|
1п\Р = ln\P(too) + 2Arthp. |
(1.61) |
|||
Используя разложение в ряд, получим [119, 22] |
|
|||
Іп1Р = 1п1Р(ш0) |
т |
+ |
+ |
(1.62) |
|
|
|
и при не слишком больших пределах регулирования до 1 Нп мож но обычно ограничиться учетом только первого члена ряда.
Для частных случаев реализации симметричного корректора, в том числе по рис. 1.33, удобен переход к .использованию характери стических параметров дополнительного четырехполюсника (ДЧ) gc=ac+ibc, wcl, wc2. Сравнивая (1.60) о выраженным через харак теристические параметры входным сопротивлением ДЧ
|
1+ — cthgc |
|
|
W = wc |
^C2 |
__ |
(1.63) |
W
cth gc
Wc2
— 36 —