Файл: Миловзоров, В. П. Электромагнитные устройства автоматики учебник.pdf

Усилители с самонасыщением и выходом постоянного (выпрямлен­ ного) тока можно выполнить по схемам рис. 3.9. Схемы имеют при­ близительно одинаковые характеристики вход — выход, которые мож­ но построить по кривой размагничивания.

При индуктивно-активной нагрузке, стоящей после выпрямителя, ухуд­ шается линейность характеристик и в ней возможно возникновение релейных участков, как в усилителях с внешней обратной связью (см. § 3.2). Наиболее вероятно это явление в схеме рис. 3.9, б. В схеме рис. 3.9, а влияние инуктивпости меньше, так как ток нагрузки под действием э. д. с. самоиндукции частич­ но замыкается через диоды Дх и Д2 (показано стрелкой), минуя обмотки юр. Наи­ меньшее влияние индуктивности нагрузки на линейность характеристик в схеме рис. 3.9, в, где нагрузка включена через дополнительный выпрямительный мост Вп и упомянутые токи, протекающие под действием э. д. с. самоиндукции на­ грузки, замыкаются через вентили моста.

В первом приближении для расчета характеристик вход — выход всех схем рис. 3.9 можно использовать динамические кривые размаг­ ничивания (рис. 3.7) с указанной регулировкой смещения, которое час­ то подбирают так (рис. 3.10, а), чтобы увеличению тока управления соответствовало возрастание напряжения на нагрузке.

§3.5. ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ УСИЛИТЕЛЕЙ

ССАМОНАСЫЩЕНИЕМ

Рассмотрим переходные процессы в усилителях с выходом постоян­ ного тока (рис. 3.9). Учитывая, что усилитель с самонасыщением на основном участке 1-2 статической характеристики (рис. 3.10, а) являет­ ся управляемым источником напряжения, найдем связь в переход­ ном процессе между напряжением на нагрузке усилителя и сигналом на его входе. Вначале определим связь между напряжением на нагрузке и током управления, т. е. в рабочей цепи, а затем—между током уп­ равления и напряжением управляющего сигнала, т. е. в цепи управле­ ния [1.7]. Как и в дроссельных магнитных усилителях, будем опериро­ вать средними за полупериод значениями переменных и считать для динамического режима справедливыми уравнения статического режима.

Считая в переходном процессе (3.32) справедливым, для «-го полупериода запишем

^н.ор (я) = Л [^с.ср —2/йУр sABp («)],

где ^н-ср (п) — среднее значение напряжения на нагрузке в «-й полупериод;

АВр(п) — изменение индукции в п-й полупериод в сердечнике, для которого этот полупериод является рабочим.

Так как изменение индукции сердечника в рабочий полупериод равно по абсолютной величине значению индукции в управляющий, т. е. («—1)-й для данного сердечника полупериод

АВр (п) = \АВу ( л - 1 ) |,

то

^н.ср (я)= Л t^c.cp 2fwр s I АВу (п-—1) I ].

72

Условимся, что переходный процесс протекает достаточно медлен­ но, так что связь между АВ т(п—1) и средним значением тока (а зна­ чит, и напряженности) управления # у (п—1) определяется динамиче­ ской кривой размагничивания. Найдем коэффициент связи между при­ ращениями напряжения на нагрузке и тока управления, имеющий раз­ мерность сопротивления:

О П у

ствующем значениям АЛУ и # у, для которых определяется переход­ ный процесс.

Переходя от абсолютных значений UR ср к приращениям, получим

Таким образом, динамические свойства рабочей цепи характеризу­ ются запаздыванием на полупериод изменений выходного напряжения от соответствующих изменений тока управления.

Используя теорему смещения в вещественной области, запишем (3.38) в изображениях по Лапласу

73

ленными методами. Линеаризованное и записанное в приращениях, оно принимает вид

2/Ly [A/у (п) — А /у (п — 1)] + /?уА/у (/г) - АUy («), (3.44)

где индуктивность обмотки управления

Если переходный процесс протекает достаточно медленно и можно не учитывать дискретный характер процессов в усилителе, то конеч­ ные приращения тока управления за полупериод можно заменить дифференциальными, т. е.

и (3.44) примет вид

Его решением является экспонента с постоянной времени

Передаточная функция цепи управления, связывающая изображе­ ния по Лапласу приращений тока управления с приращениями на­ пряжения сигнала,

а передаточная функция усилителя в целом, связывающая изображе­ ния напряжения на нагрузке с напряжением сигнала

Постоянная времени может быть преобразована, если заменить на­ пряженность управления током / у и вместо приращения Aßy подста­ вить его значение, найденное из (3.32):

Уравнение (3.44) справедливо и в том случае, когда под Uy пони­ мают э. д. с. источника сигнала, а под R y — общее сопротивление це­ пи управления, включая источник сигнала.

78

§3.6. СРАВНЕНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ С ВНЕШНЕЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

ИС САМО НАСЫЩЕН ИЕМ

насыщением и с внешней обратной связью, когда эта связь положи­ тельна и &ОС — 1. Эта близость проявляется, в частности, в одинако­ вом характере семейств кривых намагничивания (рис. 3.11), снятых для усилителя с ОС, по схеме, аналогичной схеме рис. 2.8. Эксперимент про­ водился с одним и тем же усилителем, имевшим четыре обмотки с оди-

Рис. 3.11. Характеристики одновременного намагничивания переменным и постоянным магнитными полями для усилителей на кольцевых сердечниках из молибде­ нового пермаллоя:

------- с самонасыщением; —— с внешней обратной связью

наковым количеством витков, которые соединялись по схеме либо с внешней ОС (рис. 3.12, а), либо с самонасыщением (рис. 3.12, б). Управляющая и измерительные (на рис. не показаны) обмотки остава­

лись неизменными. Вентилями служили четыре полупроводниковых диода.

Горизонтальность кривых намагничивания для обеих схем озна­ чает неизменность амплитуды индукции и падения напряжения на маг­ нитном усилителе, а значит, постоянство выходного напряжения при изменении тока (напряженности) рабочей цепи. Следовательно, как усилитель с самонасыщением, так и усилитель с внешней обратной связью при knoc — 1 работают в режиме управляемого источника напряжения, и в первом приближении напряжение на нагрузке не зависит от сопротивления нагрузки (такой вывод сделан для усили­ теля с самонасыщением в § 3.4).

76

Сочетание семейства кривых намагничивания усилителей с ОС и нагрузочного эллипса позволяет с помощью метода, рассмотренного в § 2.4 (см. рис. 2.10, д), сделать вывод о согласовании усилителя с нагрузкой при положительной обратной связи, близкой к единице. Чем меньше сопротивление R H, тем больше # кз и максимальный ток в нагрузке. Так как напряжение на выходе усилителя при неизменном токе и напряженности управления остается в первом приближении не­ изменным, мощность, выделяющаяся в нагрузке, растет по мере умень­ шения R n. Предел снижения R Hограничивается лишь нагревом про­ вода рабочих обмоток (а также обмоток ОС) и снижением к. п. д. схе­ мы, определяемым выражениями (3.12) и (3.26).

Рис. 3.12. Схемы усилителя с четырьмя обмотками:

а — с внешней обратной '-вязью; б — с самонасыщением

Для повышения коэффициента усиления или создания релейного режима в усилителях с самонасыщением, как указывалось в § 3.1, можно вводить допол­ нительную внешнюю ОС. На рис. 3.13, б пунктиром (5) показана характеристи­ ка усилителя, выполненного по схеме рис. 3.3, г и работающего на грани между релейным и пропорциональным режимом. Эта характеристика получена путем подбора угла у линии обратной связи 4. Построение осуществлено аналогично рис. 3.2, б. Так как масштабы по осям Н^ и Яу исходной характеристики 5, по­

лученной с помощью динамической кривой размагничивания, окажутся различ­ ными, их необходимо учесть при определении количества витков обмотки обрат­ ной связи.

Дополнительный коэффициент ОС, соответствующий углу у, который

где тн_ и тң^ — масштабы по осям Яу « Я ѵ, Этот дополнительный коэффициент соответствует второму слагаемому в вы­

77