Файл: Ширман, Я. Д. Разрешение и сжатие сигналов.pdf

б, б), частота следования видеоимпульсов /д = 1/7д должна удовлет­ ворять условию

------1-----J----- 1----- 1------1.......................................

С 50 ю с п

Рис, 1.4.14. Кривая а (л), связывающая ширину спектра на уровне 0,2 с частот­ ной девиацией.

В)

Рис. 1.4.15. Парциальные спектры при различных значениях среднего расстоя­ ния между дискретными съемами (а, б) и пояснение выбора этого расстояния на

основе спектральных представлений (в).

Иначе, несущая частота импульсной характеристики должна с опре­ деленным запасом превышать частотную девиацию. При этом' для 20 < п < 100 значение а = (1,3—1,5). Если т-й спектр не перекры­ вается с (т + 1) - м, то он практически не перекрывается и с осталь­ ными (рис. 1.4.15, б).

Итак, при выполнении условия (7) импульсная характеристика системы, состоящей из линии задержки с объединенными между собой дискретными отводами (съемами), распределенными по указанному выше закону, полосового фильтра и интегратора, представляет собой частотно-модулированный импульс, который можно сформировать зеркальным ожидаемому радиоимпульсу [28].

Поясним физические процессы, имеющие место при воздействии ожидаемого частотно-модулированного радиоимпульса на оптималь­ ный фильтр в виде линии задержки с неравномерно-расположенными

АРШг -ШЛА-

Выход

Рис. 1.4.16. Пояснение оптимального суммирования элементов радиоимпульса без внутриимпульсной модуляции (а) и элементов частотно-модулированного радиоимпульса (б) на линии задержки с дискретными съемами.

однополярными съемами (рис. 1.4.12). С каждого отвода снимается частотно-модулированный импульс длительностью тц. Поскольку дли­ тельность задержки линии не менее тп, то полученное при объедине­ нии отводов суммарное колебание имеет протяженность не менее 2т„. Однако практически длительность при большом п = т„Д/ будет зна­ чительно меньше. Расположение отводов подобрано так, что в момент окончания импульсов на входе линии происходит оптимальное сумми­ рование Бсех положительных полупериодов, снимаемых с разных от­ водов. Это приводит к появлению явно выраженного узкого цика. Вследствие модуляции в другие моменты времени амплитуда резуль­ тирующего колебания близка к нулю. Полосовой фильтр сглаживает образующиеся при суммировании ступени.

Сказанное иллюстрируется рис. 1.4.16, б, где показано оптималь­ ное суммирование положительных полупериодов частотно-модулиро-

ванного радиоимпульса. Для сравнения такое же суммирование для импульса без частотной модуляции показано на рис. 1.4.16, а.

На рис. 1.4.17 показаны осциллограммы импульсов на входе и выходе оп­ тимального фильтра при наличии и отсутствии частотной модуляции по первому опыту (1956 г.) для следующих параметров входного сигнала: длительность импульса тп = 5 мкс, частотная девиация Д /= 4 МГц, средняя (несущая) частота f0= 3 МГц. Для получения частотно-модулированных колебаний на промежу­ точной частоте использовались два генератора 43И трехсантпметрового диапа­ зона и смеситель. Одни из генераторов работал в режиме немодулированной не­ сущей, второй модулировался видеоимпульсом с крутыми фронтами, вершина которого могла скашиваться. Из-за этого скоса и обеспечивалась частотная мо­ дуляция.

Рис. 1.4.17. Осциллограммы импульсов на входе и выходе оптимального фильтра при наличии (а, в) и отсутствии (б, г) частотной модуляции (1956 г.).

Лучшие результаты, чем однополярный дискретный съем, может дать двуполярный, с использованием дифференциальных усилителей. Спектры k m (/), соответствующие четным т, при этом отсутствуют;, в условиях реального эксперимента в известной мере компенсируется, кроме того, действие побочных факторов.

На рис. 1.4.18 показан фильтр, имеющий непрерывный элемент связи [28] в виде проводящей ленты, накладываемой через изоляцион­ ную прокладку на спиральную обмотку линии. Конфигурация ленты при отсутствии амплитудных и фазовых искажений линии точно со­ ответствует заданной импульсной характеристике. Лента формирует сумму радио- и видеоимпульса; для удаления последнего предусмо­ трен і?С-фильтр (на рис. 1.4.18 не показан).

На рис. 1.4.19 изображена дифференциальная схема емкостного элемента связи оптимального фильтра из двух изолированных и взаим­ но дополняющих кусков фольги — емкостных элементов связи, под­ ключаемых на вход двухтактного усилителя [28]. Схема (рис. 1.4.19)

Съем

w w w w w W

Рис. 1.4.18. Фильтр с емкостным элементом связи в виде проводящей ленты специальной конфн гурацин.

f - d полусъем

3 3 ®

2-и полусъем

•Рис. 1.4.19. Фильтр по дифференциальной схеме для непрерывного емкостного съема с линии.

Линия задержки

формирует радиоимпульс и поэтому не требует дополнительного І?С-фильтра. Она имеет дополнительное достоинство: емкость, вно­ симая элементами связи, постоянна по длине линии; допустима боль­ шая связь со съемом*>.

На рис. 1.4.20 иллюстрируется принцип действия фильтра со съе­ мом на контуры («контурным съемом»). При воздействии на вход ли­ нии единичного импульса на каждый контур действуют два импульса, промежуток между ними выбирается крат­ ным числу периодов. Если один из им­ пульсов возбуждает колебания, то второй гасит их. Отрезки синусоид, снимаемые с соседних контуров, припасовываются по фазе. В результате получается импульс­ ная характеристика со ступенчатым зако­ ном изменения частоты, аппроксимирую­ щим заданный.

На рис. 1.4.21 показам параболичес­ кий график изменения фазы (линейная частотная модуляция) и его аппроксима­ ция отрезками прямых. Каждый отрезок соответствует постоянной мгновенной ча­ стоте колебаний, формируемых контуром. Максимальная погрешность в долях перио­ да составляет

риант схемы приемника рис. 1.4.22, а, в котором колебания промежу­ точной частоты подаются на два фазочувствительных детектора со сдви­ нутыми на 90° опорными напряжениями. В каждом из каналов стоят оптимальные фильтры, квадратичные детекторы. Предусмотрена схе­ ма суммирования квадратов напряжений. Фильтры рассчитаны на идентичные колебания, например cos (2nf0t — bf).

*> Разрез изотропного экрана рассматривался ранее С. И. Катаевым [6] применительно к формированию напряжения произвольного вида из единичной ступени (а не к синтезу линейной цепи).

**> Периодичность погрешностей аппроксимации рис. 1.4.21 является ее не­ достатком. Расчет В. Б. Алмазова и Д. А. Цурского показал, что он приводит к образованию спутников по обе стороны от сжатого радиоимпульса с уровнем —16 дБ (при I t —f0 | = ± Т ц /Л 4 ). Уровень спутников уменьшается как при уве­ личении /VI, так и при плавном изменении интервалов аппроксимации во време­ ни, например по линейному закону.

° —с одинаковыми импульсными характеристиками фильтров; б —с ортогональными х а р а к те ­ ристиками.

§ 1.4.5. О ТРЕБОВАНИЯХ К СТАБИЛЬНОСТИ ЗАКОНА МОДУЛЯЦИИ ПРИ ОПТИМАЛЬНОЙ ФИЛЬТРАЦИИ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ РАДИОИМПУЛЬСОВ

Неизбежные отклонения от заданного закона частотной модуля­ ции сказываются на результат фильтрации. Остановимся на требова­ ниях к стабильности закона частотной модуляции, которые должны быть предъявлены при конструировании радиопередающего устрой­ ства и оптимального фильтра.

Если несущая частота более чем в 1,5—2 раза превышает шири­ ну спектра модулирующих частот, комплексная амплитуда напряжения

Пусть ожидаемым входным сигналом является прямоугольный радиоимпульс, частотно-модулированный по линейному закону, для