Файл: Калинчук, Б. А. Анализаторы инфразвуковых случайных процессов.pdf

При приборном корреляционном анализе частота дискретиза­ ции входных сигналов определяет, как правило, и шаг следования дискретных ординат функции корреляции. Если, например, выпол­ няется корреляционное преобразование моногармонического сиг­ нала, заданного S точками на период, то то же соотношение сохра­ нится и для R (М t). При обработке случайного сигнала с равно­ мерным в пределах 0 —• QBспектром N функция корреляции будет иметь вид:

т. е. и в этом случае выбор S отсчетов на период высшей спектраль­ ной составляющей сигнала определяет то же количество дискрет­ ных ординат, приходящихся на период убывающей периодической составляющей R (т). При обработке случайного сигнала, спектраль­ ная плотность которого имеет вид

корреляционная функция приобретает вид высокочастотного коле­ бания, промодулированного затухающей периодической низкоча­ стотной функцией типа (1-46):

достаточной для восстановления функции х (t) с заданной погреш­ ностью является избыточно-достаточным для получения, по край­ ней мере, той же величины погрешности при интерполяции значе­

оценки погрешности измерения корреляционной функции за счет конечной частоты дискретизации входных случайных сигналов:

\ 2 !

где N — число отсчетов сигнала на длительности выбранного от­ резка реализации Т, /" [(77А/) (к—0,5) — вторая производная функции f (t) в точке 1{T/N)(k—0,5)], f {t) = x(t) х (/ + т). Оче­ видным образом прослеживаемая связь между выбором шага ди­ скретизации анализируемых сигналов (т. е. шага Ат = At) и фор­

зуется метод дискретизации, при котором отсчеты сигналов берутся

видно, скорость анализа падает за счет необходимого при этом уве­ личения длительности отрабатываемых реализаций сигналов.

В аппаратуре может быть использован как МНКВ с шагом ди­ скретизации процессов At ^ ттах в каждом из каналов приборов, так и сочетание коррелированных выборок в одном канале с некор­ релированными в другом.

ляющуюся аргументом искомого корреляционного момента. Для получения функции корреляции в аппаратуре, использующей НКПВ, необходимо вручную или автоматически менять величину т' в пределах 0 — ттах.

35

МНКВ с различными шагами дискретизации в каналах анали­ затора (рис. 1-13, б) используется обычно в многоканальных корре­ лометрах. Здесь дискреты сигнала в канале X выбираются с шагом:

= "Кпах^шахі

где 77тах — полное число ординат R (т) в интервале ттах, а в канале Y — с шагом

I = "Кпах ~ ^шах

Реализация в аппаратуре этого варианта МНКВ может быть выполнена либо путем последовательного накопления в оператив­

в nmax накопителей; во втором цикле на выходе арифметического устройства последовательно появятся произведения т/9.ѵ'', у0х’2, . . . , у„х" и т. д. В /-й накопитель при этом произведения у.х'.,

у2х"г . . . , УңХ^) будут поступать с шагом, равным (или большим на

время tyMn — при втором варианте аппаратурной реализации МНКВ) ттах. Иными словами импульсная последовательность на входе накопителя в этом случае будет иметь тот же вид, что и при исполь­ зовании НКПВ.

Рассмотрим основные схемы устройств временной дискретиза­ ции сигналов, используемых в инфразвуковой аппаратуре стати­ стического анализа. Эти устройства в литературе носят название дискретизаторов, амплитудно-импульсных модуляторов или просто модуляторов.

В настоящее время наиболее широко для осуществления преоб­ разования малых инфранизкочастотных сигналов электрического тока в переменный используются модуляторы, имеющие в качестве коммутирующих элементов транзисторы. Параметры транзистор­ ных модуляторов в основном определяются выбором типа и режима работы транзистора, формой коммутирующего напряжения, схемой

36

идругими факторами. Поскольку рассмотреть все применяемые на практике схемы невозможно из-за недостаточного объема книги, здесь описываются лишь некоторые наиболее перспективные схемы модуляторов, собранные авторами на отечественных транзисторах

итщательно исследованные.

На рис. 1-14 показана схема однополуперйодного модулятора параллельного типа, описанная в работе [131]. При наличии на диоде Д1 напряжения возбуждения положительной полярности (относительно земли), в базовую цепь транзистора 77 поступает только ток утечки диода Д1. Для того чтобы степень влияния оста­ точного тока Ір в положительный полупериод управляющего на­ пряжения была незначительной, необходимо применять диод с с очень малым током утечки. Для этой цели удобно использовать

Рис. 1-15. Двухполуперподный модулятор на одном транзисторе: а — принципиальная схема модулятора, б — схема замещения

стабилитроны, величина тока утечки которых гарантируется заво­ дом-изготовителем не более ІО- ' а, хотя реально редко превосходит

ІО-8 а (стабилитроны группы Д814). Тем не менее этим не исчер­ пываются меры по уменьшению влияния І п. В схеме модулятора используется делитель тока, состоящий из резисторов R1 и R2 -f- RK.„, где R K, п — сопротивление коллекторного перехода. Ток утечки диода Д1 разветвляется по цепи делителя, причем параметры делителя выбраны такими, что ток, идущий в базу, был на порядок

меньше тока, текущего по резистору R1.

В отрицательный полупериод через открытый диод Д1 в базу транзистора поступает ток управления и открывает его. Остаточ­ ное напряжение Up, возникающее в этот полупериод, компенси­ руется специально подаваемым в коллекторную цепь током через цепочку Д2, R3, R5. Величина тока компенсации подбирается ре­ зистором R5 так, чтобы падение напряжения на резисторе R3 было равным Up. Резистор R2 выбирается таким, чтобы ток утечки че­ рез диод Д2 в обратный полупериод не создавал на резисторе R3 заметного падения напряжения.

Определенный интерес представляет модулятор, разработанный авторами [131] (рис. 1-15). Схема замещения модулятора, рис. 1-15, б, представляет собой мост, в одну диагональ которого включен ис­ точник постоянного тока, в другую нагрузка модулятора. Как видно из рисунка, одно плечо мостовой схемы образовано ключом К,

37

являющимся эквивалентом коллектор-эмиттерного перехода тран­ зистора Т1, который работает в ключевом режиме. Три'других плеча

образованы сопротивлениями R8, R v R u , причем R } и R u — эк­ вивалентные сопротивления первичной обмотки входного трансфор­ матора Трі усилителя с учетом входного каскада последнего. Ве­ личина элементов, образующих эти три плеча, некритична, тем не

менее желательно, чтобы сопротивление R n имело величину зна­ чительно большую, чем сопротивление ключа К и замкнутом со­ стоянии, когда транзистор открыт.

Рассмотрим подробнее работу схемы. Когда ключ К открыт, ток от источника сигнала постоянного тока протекает через ветвь, со­ стоящую из резистора R8 и одной из половин первичной обмотки

входного трансформатора— [R{ на схеме замещения). При этом на нагрузке выделяется сигнал противоположной полярности. Когда ключ замкнут (Т1 — открыт), ток от источника сигнала будет про­

текать через оба плеча мостовой схемы, через ветвь R8—7?, и через

замкнутый ключ К и сопротивление R n . При этом на нагрузке выделяется сигнал противоположной полярности. Таковы условия появления на выходе модулятора переменной э. д. с., имеющей ам­ плитуду, пропорциональную величине постоянного тока источника.

Желательно, чтобы переменное напряжение, снимаемое с моду­ лятора в оба полупериода, имело приблизительно равные ампли­ туды, т. е. чтобы выполнялось следующее равенство:

где R H— внутреннее сопротивление датчика.

В следующий полупериод, когда ключ К замкнут, ток будет протекать через обе половины первичной обмотки трансформатора Трі. В этом случае амплитуда переменного напряжения будет оп­

Выражение (1-50) выведено при следующих допущениях: со­ противление ключа в разомкнутом состоянии равно бесконечности,

38