Файл: Калинчук, Б. А. Анализаторы инфразвуковых случайных процессов.pdf

в замкнутом нулю. Это предположение вполне допустимо, так как сопротивление эмиттер-коллекторного перехода транзистора, эк­ вивалентом которого является ключ на рис. 1-15, б, имеет величину несколько мегом и несколько ом соответственно при положитель­ ной и отрицательной полярности напряжения на переходе база—

коллектор. Кроме того, было допущено равенство R x = R n , ко­ торое предполагает одинаковое число витков в обеих первичных обмотках трансформатора Трі.

Компенсация сигнала помехи, появляющегося на выходе моду­ лятора при нулевом сигнале на входе из-за наличия остаточных на­ пряжений и тока транзистора, осуществляется мостовым методом, описанным в предыдущем параграфе. Рабочие элементы моста по­ добраны таким образом, что мост полностью сбалансирован при температуре окружающей среды -f 20° С. Если необходимо осущест­ вить термокомпенсацию схемы, достаточно резистор сделать термо­ зависимым. Полная схема устройства включает в себя формирова­ тель коммутирующего напряжения (мультивибратор с самовозбуж­ дением типа 2ГФ181), эмиттерный повторитель, выполненный на транзисторе ГТ309 и собственно модулятор на транзисторе ПЗО.

Для вычисления среднего за период коэффициента передачи Кп

Формула (1-51) выведена с учетом разной полярности выходного напряжения, снимаемого с модулятора в первый и второй полупе-

схему с трансформаторной нагрузкой. Для уменьшения влияния остаточных параметров использованы транзисторы типа ПЗО. Ре­ зисторы R2 и R5 подбираются так, чтобы при отсутствии сигнала на входе модулятора на вторичной обмотке трансформатора Тр2 не было напряжения частоты модуляции. Кроме того, сделав ре­ зистор R2 или R5 термочувствительным, можно скомпенсировать в известных пределах температурный дрейф модулятора.

39

Величина сопротивлении R2 и R5 определяется следующим об­ разом. При настройке роль этих элементов играют переменные ре­ зисторы величиной порядка 1—2 ком. Это позволяет при темпера­ турах окружающей среды -j- 20 ч— |- 70° С подобрать их величину так, чтобы при отсутствии сигнала ннфранизкочастотного тока обес­ печить на выходе модулятора нулевой сигнал помехи. Затем рассчи­ тывается цепочка резисторов, обозначенная на схеме как R2 (R5). Здесь R — безындукционный резистор, г — резистор типа МТЕ-0,25,

значению R 2 (R5), измеренному при тех же температурах во время настройки модулятора. При известном законе изменения сопротив­ ления термистора остальные элементы схемы рис. 1-15 могут быть определены из уравнений:

Такая система уравнений может быть записана и для сопротив­ ления резистора R5. Как правило, термозависимая цепочка, изо­ браженная на рис. 1-16, б, используется только в одном плече мо­ дулятора, т. е. настройка модулятора в указанном диапазоне тем­ ператур производится изменением сопротивления только одного переменного резистора.

Поскольку термисторы имеют отрицательный ТКЕ, термозави­ симая цепочка ставится в то плечо, сопротивление резистора в ко­ тором при температуре + 70° С должно быть уменьшено по сравне­ нию со значением при температуре + 20° С, чтобы скомпенсиро­ вать появившийся остаточный сигнал помехи. Параметры модуля­ тора следующие: смещение нуля не более 2 мкв, температурный дрейф нуля не более 0,3 мкв/град, временной дрейф не более 5 мкв за 5000 я работы.

40

Рассматривая принципы получения высококачественных ха­ рактеристик транзисторных модуляторов, нетрудно сделать вывод, что вся сложность заключается в возможности получения точной компенсации остаточных параметров транзисторов. Эта задача тем сложнее, чем в большем диапазоне дестабилизирующих факторов, которыми являются температура, время, колебания напряжения питания, работает модулятор. Наилучшие результаты оказалось возможным получить с развитием физики твердого тела и техноло­ гии производства полупроводниковых материалов. Сравнительно недавно были разработаны интегральные прерыватели, представ­ ляющие собой компенсированные транзисторные ключи. Исполь­ зованію таких прерывателей в качестве элементов преобразования позволяет разработать модуляторы, обладающие высокими каче­ ственными характеристиками.

1-3. Амплитудное преобразование информации при корреляционных измерениях

Замена непрерывного по амплитуде сигнала его кусочно-непре­ рывной моделью, т. е. переход от сигнала с бесконечным множест­ вом возможных значений к сигналу с определенным и конечным ко­ личеством возможных его состояний называется амплитудным кван­ тованием.

На рис. 1-17, б показан непрерывный сигнал х (/), поступающий на вход амплитудного квантизатора с характеристикой, изображен­ ной на рис. 1-17, а\- буквами 0уздесь обозначены границы интерва­ лов квантования (индекс / — номер интервала), попадание сигнала х {t), в пределы которых вызывает появление на выходе квантиза­ тора урОВНЯ Г]/.

На рис. 1-17, в показана ступенчатая функция ц ((), получен­ ная в результате прохождения сигнала х {() через квантизатор с характеристикой т| = fs (х). Из рассмотрения кривой ц (t) видно, что длительность каждой ступеньки квантованного по амплитуде сигнала равна времени пребывания входного воздействия х {t) ме­ жду соответствующими границами Q., Ѳ._. г

Если характеристика 5-канального квантизатора построена та­ ким образом, что

і1;Ч і — Л /= Ат|/ = Дті,

т. е. ширина интервалов квантования и разность (по абсолютной ве­ личине) двух любых соседних выходных уровней остаются постоян­ ными для всех /, то такой квантизатор называется униформальным

41

e (t), которую принято называть шумом квантования, определяется в виде:

Пределы изменения е (t) зависят от выбранного в конкретном квантизаторе вида сопоставления текущего значения входного сиг­ нала X (/) и выходных уровней гр. Действительно, пусть сигнал х {() определен в пределах (— X, X). Пусть указанный диапазон разбит

Рис. 1-17. Квантование непрерывного сигнала по уровню: а — непрерывный сигнал, б — характеристика амплитудного кванти­ затора, в — выходной сигнал квантизатора

на 5 интервалов, причем границы первого интервала [0Х= — X, Ѳ2], второго— [0,, Ѳ3] и т. д., границы 5-го интервала— [0S, 0S+1 = X]. Пусть далее при выполнении условия:

выходной уровень квантизатора определяется в виде:

42

Очевидно, используя (1-56) и (1-58) и учитывая (1-57), пределы изменения ошибки квантования можно записать следующими со­ отношениями:

(e-)max = [*(*)ra,„-ily} = 0,5 (Ѳу—Ѳ/ч.,)

(1-59)

K)m ax= И Х п а х - 1!/] = °-5 [Ѳ/+ ,~ Ѳ.]

Из (1-59) следует, что абсолютные значения предельных ошибок квантования (е_)П1ах и (е+)тах равны между собой. При непрерыв­

(е—)шах —

: 0. . , -- 0. = б. (1-62) У+1 1

Соответственно, при

ѳ/+.

"Ѳу + Ѳ/+,

предельная погрешность квантования определяется в виде:

(®+ )max — 6.

Как следует из (1-6 1) и (1-63), при 6 = const изменение коэффи циента связи к вызыв ает изменение математического ожидания е

43