Файл: Данилов, Б. С. Однополосная передача цифровых сигналов.pdf

ных при iMодуляции сигналам с прямоугольной огибаю­ щей гар:моник прямоугольного несущего колебания, при­

значению k= 1, совпадает с выражением для спектра сиг­ нала с синусоидальной несущей, полученным в § 1.1.

Как следует из -выражения (3.21), с-пектр 5 (со) ЦМС является функцией не только частоты, но и начальной фазы несущей <р0. При ф о=0 -и фо= я 5(со) является дей­ ствительной функцией, а при ф0= ± я /2 5 (со) является мнимой функцией. В этих -случаях фазовые искажения частотных компонентов с-пектра отсутствуют, а ампли­ тудные, искажения могут быть скомпенсированы фильт­ рами, включенными на выходе м-одулятора. При переда­ че .последовательности посылок фазовые искажения ча­ стотных компонентов -спектра ЦМС м-огут -отсутствовать только при кратном -соотношении частот -несущего коле­ бания -и модулирующих им-пульсов, так как только в этом случае начальные фазы -всех посылок могут состав­ лять сро—0 либо фо= я, а также ф0 = — я /2 либо ф о= я /2.

При кратном соотношении между частотой -несущего колебания и частотой -модулирующих импульсов должно выполняться следующее условие:

где п=2, 4, 6... — четное число полу-периодов .несущего колебания на интервале одной посылки.

При -выполнении условия (3.22) равенство (3.21) пре­ образуется к виду

69

чалышми фазами «ро = 0, <ро=я и <ро=±я/2 (пример фор­ мы такого 'оипнала был показан .на рис. 3.116), "следует выбирать достаточно высокое соотношение между часто­ той несущей и частотой модулирующих импульсов, при котором асимметрией спектра и зависимостью его фор­ мы от начальной фазы <р0 можно пренебречь. Кроме то­ го, из рис. 3.14 видно, что .при п = 2 асимметрия спектра относительно частоты несущей а>о=2п/Т выражается в заметном подавлении его верхней боковой полосы. Это позволяет упростить формирование спектра ФМ ОБП сигнала.

3.3. ДИСКРЕТНЫЙ МЕТОД СИНХРОННОГО ДЕТЕКТИРОВАНИЯ ФМ ОБП СИГНАЛА

В оптимальном приемнике ФМ ОБП сигнала, рас­ смотренном в § 2.2, в процессе синхронного детектирова­ ния из принимаемого сигнала выделяется огибающая синфазного компонента, после чего в отсчетные моменты времени определяется знак этой огибающей. При этом используется аналоговый демодулятор, состоящий из по­ следовательно включенных леремножнтеля и ФНЧ.

Избежать применения аналоговых элементов при син­ хронном детектировании позволяет дискретный метод синхронного детектирования (Ы].

Запишем выражение для ФМ ОБП сигнала на выхо­ де приемного фильтра в следующем -виде:

u{f) — R (i) cos (o)qt + фо) + Q (t) sin (co01+ <p0). (3.26)

Нулевым значениям квадратурного компонента Q(l)sin(coo^-f(po) соответствует следующее значение ар­ гумента: .

ражение для мгновенных значений ФМ ОБП сигнала в моменты переходов через нуль квадратурной несущей в следующем виде:

Из выражения (3.28) следует, что мгновенные значе­ ния одиночной посылки ФМ ОБП сигнала на выходе

•приемного фильтра в моменты переходов через нуль квадратурной несущей с точностью до знака совпадают

71

со значением огибающей синфазного компонента этой посылки. Для определения (правильного знака отсчетов огибающей синфазного компонента необходимо эти от­ счеты сопоставить >оо знаком синфазной несущей в мо­ менты времени Д, умножая их на cos/гя: u ( t h) — R ( t h) x

X cosk n cos/гя = R ( t h) .

Поскольку фаза несущего колебания, выделенного в приемном устройстве, может быть установлена с точно­ стью до я, справедливо также следующее выражение: u(tk) = R(th)coskncos(k + 1)я = —R(tk)-

Для устранения неопределенности знака R ( t u ) необ­ ходимо использовать относительный метод передачи сиг­ налов (ОФМ).

В оптимальном приемнике решение о принятом сим­ воле .принимается -в момент времени, совпадающий с ам­ плитудным значением огибающей синфазного компонен­ та. Поэтому нас -интересует полярность не всех отсчетных точек огибающей R ( h ) , а лишь одной точки, наибо­ лее близко расположенной к отсчет-ному -моменту -време­ ни, -в которой R ( t ) достигает максимума.

При наличии тактовых импульсов такая информация в приемнике имеется. На рис. 3.15 показан -наихудший

Рис. 3.15. Одиночная посылка ФМ.ОБП сигнала и ее отсче­ ты, соответствующие нулевым значениям квадратурной не­ сущей

случай, когда ближ-айший к центру посылки отсчет уда­ лен от ее центра на максимальную -величину, -равную то/2. Несмотря на это, отсчет достаточно точно -совпада­ ет с амплитудой огибающей -синфазного компонента по­ сылки.

Таким образом, определяя полярность отсчета в мо­ мент времени, наиболее близко расположенный к момен­ ту, в который -огибающая синфазного компонента дости-

72

гает максимума (или совпадающий с еим), мы тем са­ мым осуществим синхронное детектирование и примем практически оптимальное решение о принятом символе.

Наиболее общим методом достижения необходимой точности при реализации дискретного детектирования является использование переноса спектра принятого сиг­ нала в область высоких частот. При определении знака синфазного компонента сигнала с высоким соотношени­ ем между частотой несущей и скоростью передачи всег­ да может быть выбран отсчет, достаточно близкий к се­ редине посылки.

Схема приемника, в котором используется рассмот­ ренный дискретный метод синхронного детектирования, показана :на рис. 3.16. Приемник включает в себя после-

Регенератор

Рис. 3.16. Структурная схема приемника, использующего дис­ кретный метод синхронного детектирования ФМ ОБП сигнала

сов (ИТИ) и устройство привязки (УП). От источника опорного колебания получают синфазную несущую в ви­ де меандра и последовательность импульсов, совпадаю­ щих с переходами через нуль квадратурной несущей. От источника тактовых импульсов получают последователь­ ность импульсов, совпадающих с серединами принимае­ мых посылок. С помощью устройства привязки импуль­ сы тактовой серии привязывают к импульсам опорного колебания, совпадающим с переходами через нуль ква­ дратурной несущей.

Модулированный сигнал, принятый из канала (связи и перенесенный на высокую несущую, фильтруется, ог-

73

раничивается и поступает на вход двоичного демодуля­ тора, роль которого выполняет сумматор по модулю 2. На второй вход сумматора ;по модулю 2 от источника опорного колебания поступает синфазная несущая в ви­ де меандра. Двоичный демодулированный сигнал с вы­ хода сумматора по модулю 2 поступает на регенератор, где он стробируется привязанными тактовыми импуль­ сами, совпадающими с нулевыми значениями квадра­ турной несущей, в результате чего определяется знак огибающей синфазного компонента принятого сигнала. В декодере ОФМ осуществляется преобразование кода из относительного в абсолютный.

,По сравнению с приемником, представленным на рис. 2.26, в рассмотренном приемнике перемножитель заме­ нен двоичным сумматором по модулю 2, а фильтр ниж­ них частот отсутствует. Меньшее число аналоговых эле­ ментов делает схему рассмотренного приемника более технологичной и удобной для серийного производства.

3.4. ТРЕБОВАНИЯ К СИСТЕМЕ СИНХРОНИЗАЦИИ ПРИ МЕТОДЕ ФМ ОБИ

Одним из основных факторов, определяющих каче­ ство приема цифровых сигналов синхронными метода­ ми, является точность установки фазы опорного колеба­ ния и положения тактовых импульсов, определяемая ра­ ботой системы синхронизации модема. Некоторые из во­ просов построения систем синхронизации цифровых сиг­ налов освещены в технической литературе [16, 22]. По­ этому, а также ввиду ограниченного объема данной кни­ ги, ниже будут определены только требования к необхо­ димой точности установки фазы несущего и тактового колебаний при использовании метода ФМ ОБП.

Как было .показано § 2.2, при идеальной передаче цифровых сигналов взаимное влияние между посылка­ ми дсмодулированного сигнала в отсчетные моменты времени должно отсутствовать. Для этого форма одиноч­ ной посылки дсмодулированного сигнала должна удов­ летворять условию (2.9).

Отклонение фазы опорного колебания и смещение тактовых стробирующих импульсов от идеального поло­ жения, в общем случае, приводит к появлению взаимно­ го влияния между посылками, что, в свою очередь, вы­ зывает уменьшение амплитуд многих посылок в отсчет­ ные моменты времени и, следовательно, снижает поме-

74

хоустойчивость приема. Для оценки влияния установки синхронных колебаний на помехоустойчивость приема может служить так называемый D-критерий, который оп­ ределяется следующим выражением:

со

Я=—О

пфО

где Рдо — амплитуда основного отсчета одиночной посыл­ ки демодулированного сигнала; Рдп — амплитуды «хво­ стов» одиночной посылки демодулированного сигнала, взятые через отсчетный интервал.

Из выражения (3.29) видно, что D-критерий опреде­ ляет предельное значение .межсимволвных искажений демодулированного сигнала в отсчетные моменты вре­ мени. При оценке снижения помехоустойчивости приема, вызванного .межсимвольными искажениями, значение (1—D) может быть принято за относительную величину уменьшения амплитуды сигнала в отсчетные моменты времени.

Найдем зависимость D-критерия от угла отклонения фазы опорного колебания и смещения положения такто­ вых импульсов. Для этого определим соответствующие отсчетные значения одиночной посылки дсмодулирован­ ного сигнала.

Сигнал на выходе перемножителя, используемого в синхронном демодуляторе, при отклонении фазы опор­ ного колебания имеет .вид

R’ (0 = [R (0 cos (со01+ фо) + Q (0 sin (©о t + фо)] X

них частот, включенного после перемножителя, прини­ мает следующую форму:

фазы опорного колебания, на выход синхронного демо­ дулятора помимо синфазного компонента, .соответствую­ щего первоначальной фазе опорного колебания (ф1 = фо),

75