ВУЗ: Не указан
Категория: Не указан
Дисциплина: Не указана
Добавлен: 19.10.2024
Просмотров: 175
Скачиваний: 0
ёмника сигнала с модуляцией угла ориентации плоскости поляризации линейно-поляризованной волны будет иметь вид, показанный на рис. 6.11.
Суммирование и вычитание сигналов (6.4.2) можно осуществить не только на промежуточной, но и на вы сокой частоте. Этим удается свести к минимуму влияние
Рис. 6.1 1.
несоблюдения равенства коэффициентов усиления и фа зовых сдвигов в каналах приемного устройства.
2. Фазовая модуляция кругополяризованной волны. В этом случае сро=я/4. Принимаемый сигнал имеет вид
(fj _ g—i/”/4 е/>о'+<!о+4в5(0]
Такой сигнал можно принимать на однокомпонентную кругополяризованную антенну, и приемник может быть обычным приемником фазомодулированных сигналов.
3. Модуляция угла ориентации эллиптически поляри зованной волны. В этом случае фоэ^О, фот^я/4.
Прием сигнала целесообразно осуществлять на круго-
-> ->
поляризованную антенну, базис 5, т) который имеет вид
Ь— Э\ъ/4, 0О), т) = Э (—чс/4, 0О). |
(6.4.5) |
Подставим значения <pa = jt/4, а 0а = 0 о в |
(6.4.1). Тог |
да для сигналов на выходах двухканального приемника получим следующие выражения:
«Е(t) = |
sin (<р„ -f- it/4) cos [u>f Д05 (/)], |
|
|
|
% (0 = |
cos (To + |
1t/4) sin [cof— Д05 (*)]. |
^ |
^ |
Таким образом, и^(t), и (t) |
представляют собой |
фазомо- |
||
дулированные колебания в общем случае неодинаковой амплитуды, причем, если фаза первого из этих сигналов
157
увеличивается, то одновременно фаза второго сигнала уменьшается на такую же величину.
Сигналы (6.4.6) можно подвергнуть обработке по спо собу перемножения и последующей фильтрации по низ кой частоте. На выходе такого демодулятора получим напряжение
и9(t) = 0,25 cos 2<р0sin [2A0S (/)]. |
(6.4.7) |
Этот способ обработки аналогичен способу обработки п м 9 сигнала по схеме рис. 6.5. Сравнивая (6.4.7) с вы
ражением (6.3.2), описывающим выходное напряжение
Рис. 6.12.
приемника ПМ^ сигнала, видим, что отличие этих соот ношений состоит только в зависимости напряжения u6(t)
от угла эллиптичности фо модулированной волны. При
Фо-^я/4 амплитуда сигнала м0 (t) стремится к нулю. |
Как |
и в случае приема ПМ сигнала, такая обработка |
свя |
зана с большими нелинейными искажениями сообще ния S(t).
Рассмотрим другой способ обработки сигналов (6.4.6) — с использованием в качестве демодулятора фа зового детектора. Подадим на сигнальный вход баланс
ного |
фазового детектора |
колебание |
(t), а |
на |
вход, |
||
опорного напряжения — колебание С |
(t). |
Амплитуды сиг |
|||||
налов |
на вторичных |
обмотках |
трансформаторов |
||||
(рис. |
6.12) обозн ачи м ^ |
и и^т. |
|
|
|
|
|
Соответствующие |
напряжения |
запишутся |
в |
виде |
|||
ы' (0 = |
— и” (t) = и%тsin (<р0+ it/4) cos [wt + |
Д05 (0], |
|
||||
wo (0 — u^cos (f0-j- |
4) sin [arf — Д0S (^)j. |
|
(6:4-8) |
||||
158
Амплитуда выходного напряжения детектора определя ется следующим выражением:
ит = %п*а { |
in2 |
+ “г ) + т °cos2 (Vo + “г ) + |
|
-\-т cos 2<f0sin 2Д6 J 2 — ^ sin2 ^<р0 -j- |
-f- |
||
4 ~тг cos2 |
+ -|-Л — т cos 2<р0sin 2Д8 j 2 1, |
(6.4.9) |
|
где т — u ^J и^т; |
Кд— коэффициент передачи |
детектора, |
|
зависящий от сопротивления нагрузки и прямого сопро тивления диодов.
Зависимость амплитуды выходного напряжения от девиации Л0 угла ориентации поляризационного эллипса
Рис. 6.13. |
Рис. 6.14. |
при различных значениях угла эллиптичности 1фо и при uimf = 1, т = 1, т. е. характеристика балансного детек
тора ПМв сигнала, изображена на рис. 6.13.
Из рисунка видно, что только при ф0=0 характери стика детектора приближается к линейной. Уравнение этой характеристики можно получить, подставив т =1
и ф0= 0 в выражение (6.4.9):
V = ^ 2 i\mKd[ | sin (Д6 + и/4) | - | cos (Д0 + it/4) I]•
(6.4.10)
159
Выражение (6.4.10) преобразуется к виду |
|
||
%п ~ |
( Is‘n Дв + cos Д01 — | sin Д0 — cos Д01) |
||
или |
|
|
|
и ет = |
2 u tmK d sin Д6 |
ПРИ I Дб I < * /4' |
|
ивт=- 2и^пКдcos Д0 |
при т:/4< Д 0<и/2. |
(6.4.11) |
|
Следовательно, при т= 1 и сро = 0 характеристика де
тектора представляет собой отрезок синусоиды на наи более линейном его участке. При увеличении угла эл липтичности величина напряжения uo(t), подаваемого на
вход опорного напряжения фазового детектора, умень шается. И хотя при этом одновременно увеличивается напряжение u'(t) на сигнальном входе, амплитуда на
пряжения на выходе детектора уменьшается, а сама характеристика детектора становится нелинейной.
Наиболее линейной характеристика детектора полу чается при выполнении равенства
"^msin (То + ^ / 4) = ^ COS(cp0 + 1t/4) |
(6.4.12) |
или |
(6.4.13) |
sin(<p0 + n/4) =/ncos(fpo + n/4). |
Значение коэффициента т зависит от отношения ко
эффициентов усиления принимаемого сигнала в каналах 5 и ц двухканального приемника и поэтому может быть как больше, так и меньше единицы. При увеличении т
растет амплитуда выходного напряжения детектора. Для значения Д0 = я/4 максимум значения амплитуды вы ходного напряжения также получается при выполнении условия (6.4.13). Поэтому характеристика детектора, получаемая при выполнении этого условия, т. е. при ра венстве амплитуд фазомодулированных колебаний в ка налах I и rj, является оптимальной. Таким образом, оп тимальное соотношение между коэффициентами передачи сигналов в канале g и г) определяется из выражения
Юопт = /сч и |
(®) = 1g(<Po + */4). |
(6.4.14) |
При увеличении т выше оптимального значения ве
личина максимума характеристики детектора не меняет ся, однако нелинейность характеристики становится весь ма заметной. Это хорошо видно из рис. 6.15, на котором изображены характеристики балансного детектора ПМ0 сигнала при сро=30° и различных значениях т.
160
Таким образом, работа балансного детектора ПМ0 сигнала при больших т, т. е. в переключательном ре
жиме по входу опорного напряжения, допустима только при передаче и приеме дискретных сообщений типа «1»,
«О».
Если условие (6.4.13) выполняется, то, произведя под становку значения т0пт из (6.4.14) в (6.4.9), после пре
образований получим следующее выражение для харак теристики детектора 11М0 сигнала при сроэ-0:
Uin =2U%mKd/ 2 sin (To + %!4) sin Д0. |
(6.4.15) |
Таким образом, и в этом случае оптимальная в смыс ле линейности характеристика детектора представляет участок синусоиды для значений аргумента —л /4 ^ Л 0 ^
^я/4.
6.5.ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ С НЕПРЕРЫВНОЙ П М ^
При одновременной модуляции параметров ср и 0
двумя различными сообщениями S^t) |
и S0 (t) |
поляри |
|||
зационная диаграмма принимаемой |
электромагнитной |
||||
волны определяется выражением |
|
|
|||
а , ,. |
— ;/Й>о+д<р5ф (О ] |
£[80 +A0S0 |
н м m t |
с - , |
|
<g(t) = |
e |
ф |
е |
е . |
(6.5.1) |
При приеме этой |
волны на |
двухкомпонентную |
антенну |
||
спроизвольными параметрами поляризации <рд, 9л сигналы
(/)и и (t) на выходах двухканального приемника будут
модулированы как по амплитуде, так и по фазе одно временно обоими сообщениями. Поэтому разделение
сообщений 5 (t) и |
S0 (t) в |
этом |
случае невозможно. |
Если же положить |
<рА = тс/4, |
т. е. |
осуществлять прием |
электромагнитного поля на антенну круговой поляризации, то, как это следует из (6.2.5), (2.6.10), амплитуды сигналов
иЕ(t) |
и и (t) будет зависеть только от S^ (t), |
а фазы — от |
||||||
Sg (t). |
Выражения для этих |
сигналов |
будут |
следующие: |
||||
(/) = |
cos [Д?5ф(0 + |
<р0 — it/4] cos [®f+ A9S0 (t) + |
(0„—0А)]. |
|||||
и (0 = |
sin [A?S |
(0 + |
? о - тс/4] cos K -A 0 S e (t) — (0„ — 0А)]. |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
(6.5.2) |
Выделение |
из сигналов |
(6.5.2) |
сообщения |
Sif(t) не |
||||
вызывает трудностей. Достаточно использовать одну из схем обработки, описанных в § 6.3. Например, можно ис-
11—667 НЧ
пользовать схему с квадратичными или с линейными де текторами (рис. 6.8). В этом случае необходимо поло жить ?0 = 0, т. е. не модулированная по углу эллиптич
ности волна должна быть линейно поляризована.
Для выделения сообщения Sg (t) можно воспользо
ваться одной из схем, приведенных в § 6.4. Однако во всех случаях при этом необходимо предварительно
обеспечить постоянство амплитуд |
сигналов и^ (t) и |
и ((). |
||
При |
неглубокой модуляции |
угла |
эллиптичности, |
точнее |
при |
А<р<^%/4, мешающую выделению сообщения |
Sg (t) |
||
амплитудную модуляцию сигналов |
(t) и и (t) сообще |
|||
нием |
S (t) можно устранить |
простым ограничением этих |
||
сигналов по амплитуде. Полученные путем ограничения сигналы постоянной амплитуды можно подать, например, на фазовый детектор, на выходе которого получим напря
жение, пропорциональное |
sin [A6S0 (^], |
если |
только |
Дд < и/4. |
|
|
|
Общая схема приемника |
!ПМф9 сигнала для такой |
||
простейшей обработки показана на рис. |
6.15. |
Достоин- |
|
Р и с. 6.15,
162
ctBOM ее является простота технической реализаций,
а существенный недостаток схемы состоит в том, что она не позволяет применять достаточно глубокую модуляцию по ср из-за трудностей хорошего ограничения сигнала при глубокой модуляции по амплитуде. Практически величи на девиации угла эллиптичности Д<р не должна превос ходить (20 ... 25)°, что энергетически невыгодно, так как при этом снижается эффективность использования мощности сигнала и ухудшается помехоустойчивость ка нала передачи сообщения S^t).
Обеспечить постоянство амплитуды сигнала, модули рованного по фазе сообщением Sg (t), можно не только
путем амплитудного ограничения. Поскольку амплитуды
сигналов |
иt (t) |
и |
и (t) |
пропорциональны величинам |
|
cos [ Д ^ |
(t) — тс/4] и |
sin [AfS |
(t) — ti/ 4], |
то сумма квад |
|
ратов их |
будет |
постоянной |
величиной, |
если только оди |
|
наковы коэффициенты передачи каналов £ и щ приемника.
Этот |
факт использован |
в схеме выделения |
сообщения |
Sg (t) |
из ПМ^ в сигнала, |
изображенной на рис. 6.16. |
|
Сигналы с выходов УПЧ1 и УПЧ2 подаются на умно |
|||
жители частоты на два, |
построенные в виде |
устройств |
|
с квадратичной характеристикой, и на схему выделения когерентного опорного напряжения (ВОН). На выходе удвоителей частоты после фильтрации получим сигналы
и \ (/) = |
COS2 [Дч>59 (0 — и/4] cos 2 [orf -f- |
|
—1~ А05е (^) —1—60 0А], |
11* |
163 |