Файл: Амитей Н. Теория и анализ фазированных антенных решеток.pdf

даются волной ТЕ10, электрическое поле которой параллельно осп х. Круговой сектор сканирования ограничен углами 0 ^ 45° [отсчет 0 производится от нормали к решетке (рис. 9.1)]. Такой выбор сектора сканирования исключает возможность появления дополнительных главных лепестков в действительном простран­ стве. Из рис. 9.6 следует, что в пределах сектора сканирования существуют углы относительно большой отраженной мощности, особенно вблпзи оси Тх (плоскость Е) на краю сектора сканиро­ вания.

На рис. 9.7 и 9.8 приведены результаты применения проце­ дуры оптимизации для различных конфигураций цепей связи. На рис. 9.7 кривые соответствуют случаю, когда цепей связи между соседними элементами нет (т. е. ц2 — = т)6 = 0). Согла­ сование выполнялось лишь в передающей линии каждого элемента. Как можно видеть, уровень отраженной мощности в пределах сектора сканирования заметно снижается по сравнению с уровнем на рис. 9.6. В большей части сектора отраженная мощность со­ ставляет ~5% . Дальнейшее снижение уровня отраженной мощно­ сти наблюдается в решетке (рис. 9.8), в которой добавлена связь между элементами, имеющими общую стенку (т. е. цв = 0). Тща­ тельная проверка численных данных показала, что в большей части сектора сканирования отраженная мощность находится на уровне ниже 1 %, за исключением предельных углов сканирования

С помощью этого метода нельзя определить теоретическую нижнюю границу для рассогласования. По-видимому, можно одновременно использовать дополнительные соединения, расположенные вдоль фидерных линий. Однако процесс минимизации в таких условиях становится более сложным и усиливается зависимость характери­ стик от частоты. Расчеты показывают, что ограниченное число условий, вводимых рассматриваемым методом, для большинства областей применения позволяет получить практически удовлетво­ рительное согласование.

До сих пор элемент решетки был представлен в виде двух­ полюсника, а согласующие устройства вводились в линии переда­ чи, идущие к элементам решетки. Такое представление спра­ ведливо для линейно поляризованных элементов типа симметрич­ ных вибраторов или прямоугольных волноводов с одним распро­ страняющимся типом волны. В действительности же рассмотрен­ ный здесь метод применим и для двухмодовых элементов (четырех­ полюсников) с двойной поляризацией, если к одному из входов подключена оконечная нагрузка, а устройства согласования

и связи включаются в линию передачи, соединенную с другими входами элемента. К этим элементам относятся волноводы с орто­ гонально поляризованными распространяющимися типами воли. Повышение излучаемой мощности, достигаемое в результате улучшения согласования, ведет к пропорциональному увеличению мощности, рассеиваемой в оконечной нагрузке.

Как отмечалось выше, напряжения в плоскостях узловых соединений сохраняют с точностью до постоянного множителя те же относительные линейные фазы и одинаковое по амплитуде возбуждение, что и генераторы (в случае квазпбескоиечпой решет­ ки). Следовательно, относительное распределение поля в апертуре возбужденной решетки (с согласующими устройствами или без них) будет сохраняться с точностью до постоянного множителя. Это означает, что поляризационная характеристика решетки не будет изменяться при введении согласующих устройств. Приме­ няя принцип перемножения диаграмм (диаграмма направленности решетки равна произведению множителя решетки на диаграмму направленности решетки при возбуждении только одного элемен­ та), можно установить, что при данном способе согласования изменяется диаграмма направленности по мощности отдельиоге возбужденного элемента, но сохраняется неизменной поляриза­ ционная характеристика.

3. ОПТИМИЗАЦИЯ СОГЛАСОВАНИЯ ДВУХМОДОВОГО ЭЛЕМЕНТА РЕШЕТКИ

В разд. 2 проанализирован одномодовый элемент решетки, представимый в виде двухполюсника, и проведена систематическая минимизация отраженной мощности в заданном секторе скани­ рования. Отмечено, что основное улучшение согласования решетки достигается при использовании согласующих устройств исключи­ тельно в элементах (пли в их фидерных линиях). Дополнительные улучшения, обеспечиваемые цепями межэлементной связи, не столь значительны. Для большинства применений и особенно для систем большой мощности цепи связи между элементами нежела­ тельны. Поэтому при анализе оптимизации согласования двух­ модового элемента цепи связи пе рассматриваются.

К сожалению, изложенную выше процедуру минимизации не очень просто обобщить на случай двухмодового элемента; говоря конкретно, в этом случае нельзя прибегнуть к линеаризации R. Поэтому применяется несколько иной подход [13]. Для определе­ ния расчетных параметров согласующего устройства, обеспечи­ вающего минимальное рассогласование в заданном секторе скани­ рования, используется моделирование коэффициентов отражения на ЭВМ. (Моделирование базируется либо па решении граничной задачи, либо на измерениях коэффициентов взаимной связи.)

Такой подход представляет собой итеративный процесс взаимо­ действия между конструктором и машиной и осуществляется путем разумных вариаций независимых параметров согласующего устройства.

3.1. Соотношение между параметрами на входах

На рис. 9.9. схематически изображена решетка с прямоуголь­ ной сеткой расположения двухмодовых элементов.

(Рассматриваемый метод применил! к любой регулярной пло­ ской сетке расположения элементов.) Входы А и В элемента соот­ ветствуют двум ортогональным полярнзациял! возбуждающего

Рис 9.9. Модель решетки с прямоугольной сеткой расположе­ ния двухлюдовых элементов.

сигнала. Решетка возбуждается сигналолг с одинаковой амплиту­ дой и с линейным приращением фазы, задаваемым управляющими фазами фд. и фу. Обычно в решетке возбуждается один ряд входов (например, входы А), а ко второму ряду входов (входы В) подклю­ чаются оконечные нагрузки.

Амплитуды падающей и отраженной волн на входе А элемента (т, п) обозначены (рис. 9.10) и R-£ соответственно. Соотно­

шения на входах решетки записываются с помощью матрицы

рассеяния, которую можно заппсать в следующем виде:

где выражения в квадратных скобках представляют матрицу-стол­ бец, а в вертикальных прямых — квадратную матрицу. В матри­ цах рассеяния

а второй — нагруженный вход. Элементы квадратной матрицы рас­ сеяния представляют собой коэффициенты взаимной связи.

Рис. 9.10. Схема обозначений, используемая для представления решетки матрицей рассеяния.

Пусть в каналы элементов (т. е. либо в сами элементы, либо в их фидерные линии) введены идентичные согласующие устрой­ ства (рис. 9.11), которые состоят из неоднородностей, не создаю­ щих потерь и обладающих свойством взаимности. Следовательно, их можно описать унитарной матрицей рассеяния || s|| (для рас­ пространяющихся типов волн), удовлетворяющей условию

В приложеини 2 выведены соотношения для различных после­ довательностей входов с помощью коэффициентов взаимной связи и матрицы рассеяния || s|| согласующих устройств — неоднород­ ностей (четырехполюсников). В случае бесконечной решетки, возбуждаемой сигналом с одинаковой амплитудой и линейным набегом фазы, применение матрицы || s|| к коэффициентам отраже­ ния отдельного элемента решетки (т. е. введение согласующей неоднородности) означает, что во все элементы решетки введены идентичные согласующие неоднородности. Таким образом, аиализ и синтез согласующих неоднородностей в бесконечной решетке

сводятся к применению теории восьмиполюсников. Это предполо­ жение имеет тот же смысл, что и допущение, сделанное при анали­ зе согласования одномодового элемента. Полезно, однако, привести доказательство этого предположения, подтверждающее наши ин­ туитивные представления.

Соотношения между коэффициентами отражения на входах 1 и 2 (рис. 9.11), параметрами согласующей неоднородности

\

\ Апертурная ' секция

/

f 2

Рпс. 9.11. Элементы решетки с согласующими неоднородно­ стями.

и коэффициентами взаимной связи определяются следующими уравнениями:

a Gn — элементы переходной матрицы рассеяния согласующей неоднородности [см. выражение (П.20)]

1/2 2 8 - 0 1 6 8