Файл: Тверской, В. И. Дисперсионно-временные методы измерений спектров радиосигналов.pdf

при г = 2

Для того чтобы оценить селективность анализатора, определим длительность одного элементарного отклика в (3.2.1), (3.2.2) на относительном уровне е < 1 . Моменты времени, ограничивающие эле­ ментарные отклики на уровне е, найдем с учетом (1.1.9) из уравне­ ний

где Дсо8— ширина эквивалентной полосы анализатора на уровне е. В отсутствие весовой обработки, как следует из § 3.1, Дав = 4/ет.

Если ограничить взаимное мешающее действие откликов на сосед­ ние выборки уровнем е, то при оценке требуемого коэффициента сжатия линии задержки в '(1.4.8) согласно (3.2.5) следует подста­ вить би = 2(Ао)1+ А<вЕ) . Реализуемое число каналов анализа при

этом, очевидно, равно Л^Лкн/Дсоо, где Дшо определяется одним из соотношений (3.1.8), (3.2.3), (3.2.4). Используя условие |sT|=iAcor+ +'AtoE, а также (1.3.1), из (1.4.8) получаем

с учетом сказанного легко найти, что без обработки £>«480; с обра­ боткой при 1=1 £>«542; при (= 2 D «618 .

3.3. Особенности измерений спектров при пассивном формировании гетеродинного сигнала

Основными элементами анализатора спектров в реальном мас­ штабе времени являются ДЛЗ и источник гетеродинных радиоим­ пульсов. Закон изменения во времени частоты заполнения гетеродин­ ных радиоимпульсов должен с высокой точностью удовлетворять условию (1.3.1). При широких полосах спектров анализируемых сиг­ налов '(начиная примерно с нескольких десятков мегагерц) трудно-

72

сти создания источника гетеродинного сигнала и ДЛЗ становятся соизмеримыми. В этом случае при получении гетеродинного сигнала необходимо сочетать большую девиацию частоты заполнения гетеро­ динных импульсов с малой их длительностью, скважностью, близкой к единице, и высокой линейностью закона изменения частоты. Ука­ занные трудности можно частично устранить, если для формирова­ ния гетеродинного сигнала использовать ДЛЗ. Хотя при этом умень­ шится эквивалентное число каналов анализа N, подобное решение в ряде случаев может оказаться неизбежным. Чтобы добиться до­ статочно точного выполнения условия (1.3.1), для формирования гетеродинного сигнала целесообразно использовать ту же ДЛЗ, на которой производится разложение сигнала в спектр.

Формирование ЛЧМ радиоимпульсов с помощью ДЛЗ осуществ­ ляется за счет прохождения через нее импульсов малой длительно­ сти (13, 25]. Использование этого метода в дисперсионном анализи­ рующем устройстве существенно влияет на способ его построения и достижимые параметры, а также предъявляет специфические тре­ бования к элементам этого устройства.

Функциональная схема анализатора с пассивным формирова­ нием гетеродинного сигнала приведена на рис. 3.5. Устройство имеет два канала: анализа и формирования гетеродинного сигнала. ДЛЗ включена в оба этих канала с помощью двух направленных ответви­ телей, подсоединенных к ее входу и выходу. Для получения гетеро­ динного сигнала на ДЛЗ, через полосовой формирующий фильтр,

Рис. 3.5.

ограничивающий длительность и пределы изменения частоты запол­ нения гетеродинных радиоимпульсов, подается последовательность видеоимпульсов малой длительности. В линии этот сигнал распро­ страняется в направлении, противоположном направлению прохож­ дения анализируемого сигнала. В результате на выход первого направленного ответвителя поступает последовательность относитель­ но длинных радиоимпульсов с линейно изменяющейся во временя частотой заполнения. Скорость изменения частоты определяется ве­ личиной дисперсии линии. Чтобы удовлетворить условию (1.3.1), осу­ ществляется дополнительное преобразование указанных радиоим­ пульсов, в результате чего изменяется знак скорости модуляции ча­ стоты. Полученная последовательность радиоимпульсов подается на основной смеситель и служит гетеродинным сигналом. Синхрониза­ ция индикатора осуществляется короткими видеоимпульсами (с со-

73

отверствующей задержкой), которые используются' для формирова­ ния гетеродинного сигнала.

При рассмотрении настоящего метода ограничимся случаем идеальной ДЛЗ. Примем, что спектральная функция видеоимпульса, поступающего на формирующий фильтр, в пределах его полосы про­ пускания постоянна. Тогда спектральная функция отклика этого фильтра будет описываться его комплексным коэффициентом пере­ дачи Д(ш) =R(a>) exptj1Pr (w)], где R(ai), Д Д о))— амплитудно- и фазо-частотные характеристики фильтра.

Радиоимпульс на выходе первого ответвителя в канале форми­ рования гетеродинного сигнала определится согласно (1.1.14) в пер­ вом приближении:

где Во—^площадь видеоимпульса, поступающего на формирующий

скобках можно записать ряд, аналогичный (1.1.14). В этом случае следует указать конечный индекс суммирования, ибо указанный ряд является асимптотическим. Для оценки величины второго слагаемого рассмотрим отклик формирующего фильтра на дельта-импульс. Дли­ тельность этого отклика бtr имеет порядок 2я/До:м, где ДсоГ1 — по­ лоса формирующего фильтра на уровне 0,5. Указанное слагаемое во всяком случае не более

Так как Acori сравнима с б«, последняя величина имеет порядок лID и вторым слагаемым в (3.3.1) при приближенных расчетах мож­ но пренебречь.

В результате вспомогательного преобразования частоты радио­ импульса образуется сигнал, огибающая которого определяется мо­

ного гетеродина). Под длительностью гетеродинного радиоимпульса будем подразумевать интервал времени, за пределами которого отно­ шение огибающей импульса к ее максимальному значению меньше малого заданного числа е2С 1 , например, е2«0,05.

Введем для каждого радиоимпульса новое текущее время й,= —I—г 1, отсчитываемое от момента его начала и соответствующее заданному малому уровню огибающей радиоимпульса на его фронте. Этому времени соответствует

С учетом этой замены для полученного после вспомогательного пре-

74

образования частоты радиоимпульса имеем

С0 — коэффициент усиления тракта формирования гетеродинного сиг­ нала. В (3.3.3) опущены несущественные при анализе в реальном времени постоянные фазовые сдвиги, зависящие от tь Й4. Так как вторым слагаемым в фигурных скобках (3.3.1) мы пренебрегаем, оги­ бающая гетеродинного радиоимпульса определяется амплитудно-ча­ стотной характеристикой формирующего фильтра R(ш). Указанным слагаемым нельзя пренебрегать на фронте и спаде гетеродинного импульса при применении формирующих фильтров с крутыми ска­ тами.

Эффективное преобразование анализируемого сигнала возможно лишь в интервале времени, где амплитуда гетеродинного радиоим­ пульса достаточно велика. Протяженность этого интервала (см. кри­ вую на рис. 3.6) будет, очевидно, меньше, чем полная длительность радиоимпульса г4—П. Чтобы избежать значительных потерь анализи­ руемого сигнала, период следования гетеродинных радиоимпульсов необходимо выбрать близким к t%—t2. При этом на основной смеси­ тель анализатора будет поступать последовательность пересекающих­ ся по времени гетеродинных радиоимпульсов. Рис. 3.6 иллюстрирует взаимное расположение _двух соседних гетеродинных импульсов, пе­ ресекающихся в точке и, 1'г (обозначения V относятся ко второму гетеродинному импульсу). Если период следования гетеродинных

формирующего фильтра на том же относительном уровне,_которому в гетеродинном импульсе соответствуют моменты времени г2, t3. Ши­

с пологими окатами частотной характеристики требует значительно­ го расширения рабочей полосы линии и поэтому невыгодно. В то же время фильтры с крутыми скатами вблизи граничных частот полосы

75

пропускания обладают нелинейной (в зависимости от частоты) и резко возрастающей при подходе к граничным частотам задержкой. Это приводит к значительному увеличению времени спада гетеродин­ ного радиоимпульса и к нарушению условия (1.3.1) в областях фронта и спада (указанные искажения можно оценить, пользуясь результатами § 1.2). Очевидно, в каждом конкретном случае выбор типа формирующего фильтра должен производиться компромиссным путем в зависимости от требований к анализирующему устройству.

При пассивном формировании гетеродинного сигнала характери­ стики анализатора в значительной степени зависят от режима рабо-

Рис. 3.6.

ты основного смесителя. Случай, когда смеситель работает с ограни­ чением по гетеродинному сигналу (это обычные условия работы, при которых, начиная с некоторого значения амплитуды гетеродинного сигнала, величина сигнала промежуточной частоты уже не зависит от нее), может быть отождествлен с режимом весовой обработки вы­ борок сигнала, при котором весовая функция имеет форму трапеции. Если амплитуда сигнала промежуточной частоты линейно зависит от амплитуды как анализируемого, так и гетеродинного сигналов, то при преобразовании будет автоматически осуществляться весовая обработка выборок сигнала по закону |/>(Л)|. При плавных скатах полосы пропускания формирующего фильтра форма весовой функции определится его амплитудно-частотной характеристикой Р(ш).

Рассмотрим особенности измерения спектров гармонических сиг­ налов.

'В случае ограничения в смесителе гетеродинного сигнала огибаю­ щую радиоимпульса промежуточной частоты, соответствующего одной выборке, будем аппроксимировать трапецией, длина основания

Рис. 3.7.

которой равна f4—tu а длина средней линии ts—12 (рис. 3.7). Фаза частотного заполнения этого импульса согласно (3.3.3) определяется функцией '('Юг—ni)7,+0,5s7A Огибающая .элементарного отклика ga(t), отвечающего одному гармоническому колебанию, в соответст­ вии с формулой (1.1.11) для сигнала на выходе линии определится

76

модулем спектральной функции видеоимпульса, изображенного на рис. 3.7:

Здесь Q вычисляется по формуле (1.1.9), а время t отсчитывается от момента начала гетеродинного импульса t\.

Длительность элементарного отклика (3.3.7) на уровне 0,7 при­ мерно -равна Л ^о»2я/(Й з—2г) и разрешающая -способность анализа­

По существу, N зависит лишь -от характеристик формирующего фильтра и величины дисперсии линии задержки.

Коэффициент сжатия ДЛЗ можно найти, если подставить (3.3.6)

В -случае работы смесителя в «линейном режиме» как по анали­ зируемому, так и -по гетеродинному сигналам для амплитуды импуль­ са промежуточной частоты на входе линии справедливо соотношение

11лч—boActlr,

где &о — постоянный коэффициент; Ас— амплитуда анализируемого сигнала; иг — амплитуда гетеродинного сигнала.

Радиоимпульс промежуточной частоты на выходе смесителя, отвечающий -гармоническому колебанию -на -входе, будет описываться выражением, аналогичным (3.3.3), в котором с учетом преобразова­ ния частота (сог—(тц) заменяется на соо=-с0г—Hi—шс (шс — несущая частота анализируемого -сигнала на -входе смесителя). Элементарный

определяет положение соответствующего элементарного отклика на временной оси. Таким образом, форма элементарного -отклика, отве­ чающего одному гармоническому колебанию на входе устройства, описывается огибающей сигнала на выходе формирующего фильтра.

Остановимся на некоторых примерах использования полосовых фильтров для формирования гетеродинного сигнала.

77