Файл: Гусев, К. Г. Поляризационная модуляция.pdf

фазой, когда справедливы выражения (8.4.10), приве­ дена на рис. 8.5.

Схема состоит, как и прежде, из двух ортогональных каналов, каждый из которых состоит из двух групп ак­ тивных фильтров, согласованных соответственно с Scz (/;

Я; со), Sc±;(^; Я; со) и Ssi(t\ Я; со), SsLl(t] Я; о>), формирующих

корреляционные интегралы

о j

суммирующих и вычитающего устройств, квадратичных детекторов (АД) и устройства, осуществляющего опе­ рацию извлечения квадратного корня.

Активный фильтр, выполняющий операция согласно (8.4.6), может быть реализован по схеме, изображенной

226

Рис. 8.6.

где

cos [<р (t) — 44 ] cos 0 (t) и х(t) cos f, (t)

Ис ( Я) —■So

COS [f> (/) 44] COS 0 (t) 4- n2(t) cos % (t)

(8.4.13)

иа (t\ Я) —- S0 —cost? (t) — 4 4] sin 0 (t) — «, (?) sin <f>, (0 COS [<P (0 — 4 4 ] sin 0 (f) — «2 (f) sin <p2 (t)

— квадратуры огибающей входной смеси и (t, Я).

В соответствии с выражениями (8.4.12) в оптималь­

ной структурной схеме обнаружения квазидетерминиро-

—^

ванного ПМ сигнала (рис. 8.6) входной сигнал u(t\ X)

сначала переносится на видеочастоты, а затем осущест­ вляется корреляционная обработка. В этом случае необ-

ходимо поддерживать хорошую идентичность ортого­ нальных каналов приемника по частоте настройки, коэф­ фициентам усиления, времени групповой задержки

и т. д.

На рис. 8.7 показан фильтровой метод формирования модульного значения корреляционного интеграла, за-

Hc.ft)

■HrAt)

Т Г 1

■ ■ Hsp)

V z

-cs

Z A (кв)

Hsz(t) '

-sc

HcJV-

Рис. 8.7.

ключающийся в пропускании квадратур ортогональных составляющих входной смеси через две группы опти­ мальных фильтров с импульсными реакциями

Hci(t)=^CiSci{t0 — t ; Я),

(8.4.14)

= № ( * „ - * ; 1),

образовании суммы и разности соответствующих выход­ ных эффектов этих фильтров, двухполупериолном квад-

228

ратичном детектировании суммы и разности, суммирова­ нии продетектированных величин и извлечении квадрат­ ного корня из полученной суммы. На практике можно использовать более простую схему (рис. 8.8), состоящую из согласованных с ортогональными компонентами ПМ сигнала фильтров и линейных детекторов (Л Д ), выде­

ляющих огибающие этих компонент. Такая схема будет эквивалентна [23, 41] вышерассмотренным.

Начальные фазы импульсных характеристик, так же как и опорных сигналов, в рассматриваемом случае

Рис. 8.8.

обнаружения ПМ сигнала могут быть произвольными. Методы синтеза оптимальных фильтров для различных сигналов, в том числе для сложных, в настоящее время разработаны достаточно фундаментально в работах [23, 25, 36]. При приеме квазидетерминированного ПМ сиг­ нала на фоне неполяризованной аддитивной помехи, у ко­ торой рг(^1—к ) ф О при ифЧц, tz)=0 при i=£j,

опорные сигналы для ортогональных каналов активного фильтра определяются из решения интегральных урав­ нений

U

а импульсные характеристики оптимальных пассивных фильтров — из соотношений

229

. heг (t) = СЛ< <t ~ to-, Я), hc±l (0 = Cibe±. (t - 10- Я),

(8.4.16)

hsi (t) = C A i (* -* ,; X), hs±i( t)\ = С{Ьв±1 (t - 10; Я).

Если нет модуляции угла пространственной ориентации эллипса поляризации 0, а приемная антенна согласова­ на с принимаемым ПМ сигналом так, что © ='0Пр, то

S8i(f; к) со) = 1; со) = 0 и структурные схемы опти­

мальных приемных систем, изображенные на рис. 8.5— 8.7, существенно упрощаются, так как из упомянутых групп активных и пассивных фильтров остается одна

В тех случаях, когда фоном служит частично поляризо­ ванная помеха, во избежание усложнения приемной аппаратуры необходимо провести ортогонализацию ком­ понент помехи с помощью линейного унитарного пре­ образования, т. е.определить опорные сигналы или импульсные характеристики фильтров из выражений

(8.4.15), (8.4.16), полагая, что

о

Пусть детерминированный ПМ сигнал принимается на фоне аддитивных и мультипликативных помех, при этом последние на основании ранее сделанных замечаний на интервале наблюдения [0; Г] имеют случайное, но по­ стоянное значение. Тогда ПМ сигнал можно в соответ­ ствии с (8.4.1) представить в виде

S (t; Я) = Re {S (t; Я) [х ехр (/ф)} = щ {[5С(t\ Я; св)-ф

- f S s(^; Я; <o)J cosф-|- fSiJL (/; Я; со)— Sc± (*; <*>)] sin ф},

(8.4.18)

где

cos [т (t) — тс/4] cos 0 (t)

—cos [<p (t) — it/4] sin 0 (t)

Se( f ; l; «»)= p-xSo | ^ c o s [T (Q+ */41 sin 0(9 sinco^;

(8.4. IS)

230

т = Ь>-1 — f^/Ob + ft,).

р,, ^2 — компоненты вектора-столбца р.

Подставляя (8.4.18) в (8.2.37) и учитывая (8.4.19),

получаем выражение функционала отношения правдо­

ПМ сигналы (8.4.19). Усреднение (8.4.26) по равномерно распределенной на интервале [0; 2л] случайной фазе ф дает

а по случайной величине pi, если она имеет релеевский закон распределения и m = const,—

последнюю можно взять в качестве оптимального вы­ ходного эффекта приемной системы ПМ сигнала со случайными фазой и амплитудой. Заметим, что струк­ турная схема в этом случае не отличается от структур­ ных схем, изображенных на рис. 8.5—8.7, за исключе­ нием дополнительно введенного в один из ортогональ­ ных каналов коэффициента (1—т)/(1 + т). На основа­

нии выводов, сделанных в работах [23, 37], можно по­ казать, что оптимальность приведенных структурных схем для обнаружения квазидетерминированного ПМ сигнала сохраняется и при других законах распределе­ ния pi.

Используя полученные соотношения, найдем струк­ турные схемы оптимальных приемных систем различе­

231