Файл: Тверской, В. И. Дисперсионно-временные методы измерений спектров радиосигналов.pdf

казать, что основной вклад в погрешность анализа дает величина

в реальном масштабе времени при допустимой погреш­

то, тем меньше допустимая разница в электрических длинах линий задержки.

Полосы частот ДЛЗ и их коэффициенты сжатия при анализе в реальном масштабе времени определяются формулами (5.2.8), (5.2.9).

5.4. Анализаторы фазовых спектров с последовательным формированием опорного импульса

На практике могут встретиться ситуации, когда не­ возможно построить анализатор фазового спектра с од­ новременным формированием опорного сигнала, который имел бы приемлемые характеристики. Это имеет место, в частности, если приходится использовать не достаточ­ но идентичные ДЛЗ, которые имеют большое затухание или состоят из нескольких секций, разделенных проме­ жуточными усилителями. При включении одной линии в оба канала анализатора в первом случае невозможно измерить фазовые спектры выборок непрерывного сиг­ нала или радиоимпульсов, следующих с малой скваж­ ностью; во втором случае такое включение линии на­ талкивается на значительные технические трудности.

Указанных затруднений можно избежать, если для формирования отклика и опорного радиоимпульса ис­ пользовать один канал. Анализируемый сигнал и отклик формирующего фильтра пропускаются через ДЛЗ по­ следовательно. Сдвиг во времени между фронтом ана­ лизируемого или гетеродинного импульса (последний при анализе в реальном времени определяет начало выбор­ ки) и видеоимпульсом, служащим для формирования опорного сигнала, выбирается с таким расчетом, чтобы сигналы g(t) и h(t) на выходе линии не перекрывались.

165

Для определения фазового спектра отклик и опорный импульс следует совместить во времени и подать на различные входы «детектора фазы». Для этого к выходу ДЛЗ подключается недисперсионная запоминающая ли­ ния задержки. Сигналы с выходов ДЛЗ и запоминаю­ щей линии подаются на различные входы детектора фазы (рис. 5.7).

Если задержка запоминающей линии равна величи­ не временного сдвига между сигналами, поступающими на вход ДЛЗ, то сигналы g(t) и h(t) присутствуют на входах детектора фазы в одно и то же время, и аргу­

менты в выражениях для них одинаковы (время t каж­ дый раз отсчитывается от начала анализируемого или гетеродинного импульсов или от начала генерации видео­ импульса, подаваемого на формирующий фильтр). На выходе ДЛЗ импульсы h(t) размещаются во времени между откликами g(t), которые соответствуют соседним входным импульсам или выборкам. Очевидно, сумма

166

длительностей этих сигналов не должна превышать пе­ риода следования импульсов, а при анализе в реальном времени — длительности выборки.

При измерении фазовых спектров радиоимпульсов, следующих с большой скважностью, длительности сиг­ налов g(t) и h(t) могут намного превышать длитель­ ность импульсов, и анализ осуществим без модуляции несущих частот сигналов на входе ДЛЗ (рис. 5.7,а ). В этом случае генератор видеоимпульсов запускается после прихода анализируемого импульса через интервал времени, не меньший At, а задержка запоминающей ли­ нии равна величине этого интервала. Для устранения ложных сигналов, возникающих, когда период следова­ ния импульсов близок к величине Д/+ЛЧ, на входе индикатораможно поместить ключ, пропускающий сиг­ нал с выхода детектора фазы лишь в течение интервала времени, занимаемого на выходе запоминающей линии откликом на очередной импульс. В таком анализаторе можно использовать линии как с постоянной, так и с непостоянной дисперсией. Если исключить генератор видеоимпульсов и формирующий фильтр, а величину задержки запоминающей линии выбрать равной периоду следования входных импульсов, то можно измерить раз­ ность фаз спектров каждых двух, следующих один за другим, радиоимпульсов (т. е. произвести их сличение).

При введении модуляции несущей частоты сигналов на входе линии функциональная схема анализатора мо­ дифицируется аналогично схеме, приведенной на рис. 5.6. При измерении фазовых спектров радиоимпульсов моду­ лятор ЧМ гетеродина синхронизируется огибающими этих импульсов. При анализе фазовых спектров в реаль­ ном масштабе времени модулятор гетеродина выраба­ тывает периодический пилообразный сигнал. Опорный сигнал h(t) может формироваться двумя различными способами:

1.Видеоимпульс, служащий для получения h(t), ге­ нерируется одновременно с началом гетеродинного им­ пульса, а преобразованный отклик формирующего фильтра задерживается с помощью второй запоминаю­ щей линии. Эта линия должна быть полностью идентич­ на линии, включенной на выходе ДЛЗ (этому способу соответствует схема, изображенная на рис. 5.7,6).

2.Формирование сигнала h(t) производится без мо­ дуляции несущей частоты отклика формирующего фильт-

167

ра, и видеоимпульс генерируется со сдвигом по време­ ни относительно фронта гетеродинного импульса. Этот сдвиг равен задержке запоминающей линии. Поскольку отпадает надобность во второй запоминающей линии, указанный способ, несмотря на некоторое увеличение погрешности измерений, является более предпочтитель­ ным. Ключ подключает выход детектора фазы к инди­ катору лишь на то время, когда отклик g(t) присутству­ ет на выходе запоминающей линии, а опорный сигнал h{t) — на ее входе. В случае анализа фазовых спектров радиоимпульсов, период повторения которых больше Д/+ДД, необходимые полосы частот и коэффициенты сжатия ДЛЗ определяются таким же образом, как для устройств с одновременным формированием опорного сигнала, т. е. для обоих рассмотренных типов анализа­ торов сохраняют силу соответствующие результаты, по­ лученные в § 5.3.

При анализе фазовых спектров в реальном масшта­

Отсюда с помощью (5.2.8) легко найти необходимую девиацию частоты гетеродинного сигнала и рабочую по­ лосу частот линии задержки: |st| =Дю+Д(йг2,' 6со =

= 3(Д со + Л а )г2)/2 .

Коэффициент сжатия ДЛЗ можно определить ана­ логично (5.2.9):

Если заменить в пределе неравенство (5.4.1) равен­ ством, это будет означать, что сигналы g(t) и h(t) следуют без пропусков. Очевидно, величина интервала времени между центрами этих сигналов будет равна т/2; такой же следует выбрать задержку запоминающей ли­ нии. На рис. 5.8 приведены диаграммы сигналов, посту­ пающих на первый (рис. 5.8,а) и второй (рис. 5.8,6) входы детектора фазы. Так как Ati>At, то в течение определенных интервалов времени (на рис. 5.8 они по­ казаны штриховкой) на выходе детектора фазы будут возникать ложные сигналы, определяемые взаимодейст­ вием начального и конечного участков соседних импуль­ сов h{t). Поэтому ключ должен быть открыт в течение

168

Рис. 5.8.

интервалов времени, равных At, когда на один из вхо­ дов детектора фазы поступает отклик g(t).

Можно исключить указанные ложные сигналы и об­ легчить тем самым требования к ключу, если установить длительность опорного сигнала h(t) равной Л^ = т/2. При этом усиливаются требования к ДЛЗ. Так как т = = 4|a|A(or2, a |st|=2A cor2, то для коэффициента сжатия линии вместо (5.4.2) получаем

(l/8)M(,Aco/'Awr2) (1 +5 Д(ог2/А(о)2.

В этом случае сигналы g(t) и h(t) следуют с пропуска­ ми. Электронный ключ необходимо сохранить в схеме, так как он устраняет неоднозначность измерений, возни­ кающую из-за того, что эти сигналы повторяются на каждом из входов детектора фазы. Ключ подключает индикатор лишь для определенных положений g(t) и h{t) относительно входов детектора фазы.

Если отключить формирующий фильтр, а задержку запоминающей линии выбрать равной т, то анализатор можно использовать для определения разности фаз спек­ тров последовательных выборок сигнала.

5.5. Одноканальный анализатор фазовых спектров радиоимпульсов

Анализатор фазовых спектров радиоимпульсов, вы­ полненный по схеме с частотным детектированием от­ клика и модуляцией несущих частот сигналов, подавае­ мых на ДЛЗ, можно значительно упростить, если ис­ пользовать высококачественные линии с коэффициента-

169

Мй сжатия, существенно превышающими необходимое число каналов анализа (или элементов разрешения)

венных частот осуществляется в этом случае путем сдви­ га во времени относительно начала гетеродинного им­ пульса момента генерации видеоимпульса, подаваемого на формирующий фильтр.

Пусть указанный сдвиг равен Г/, (длительность гете­ родинного импульса, очевидно, не должна быть менее Th). Тогда фаза опорного сигнала h(t) определяется вы­ ражением (5.2.14), а мгновенная частота биений сигна­ лов g(h) и h(t) — выражением (5.2.15). Сигнал биений можно получить, включив на выходе ДЛЗ нелинейный элемент.

Функциональная схема анализатора приведена на рис. 5.9. Анализируемый сигнал и отклик формирующего фильтра с заданным сдвигом во времени подаются на первый смеситель. Источник гетеродинных импульсов при измерении фазовых спектров радиоимпульсов запускает­

ся ими же и вырабатыва­ ет ЧМ сигнал только при наличии анализируемого импульса. В случае изме­ рений в реальном време­ ни он работает в периоди­ ческом режиме. Напряже­ ние биений через ограни­ читель подается на ча­ стотный детектор, цен­ тральная частота которо­ го выбирается примерно равной | . Для опре­ деления функции ДТ[П(|/)] следует интегрировать сигнал, поступающий с выхода частотного детек­ тора.

Оценим достижимые ха­ рактеристики устройства и требования, предъявляемые к ДЛЗ. Если спектр анали­

зируемого сигнала ограничен частотами сом, мог, то спектр преобразованного импульса, который поступает на линию, при а > 0 ограничен частотами (cooi— |stf’|),

170

прозрачности — ©м + (А©—Дюй)/2, ©oi + (А© + ДмГ2)/2 (с учетом преобразования частоты в первом смесителе). В результате задержки видеоимпульса, равной 7\, мгно­

+ (A©+A©r2)/2+ \sTh\] должен лежать внутри рабочей полосы ДЛЗ. Поэтому

Если Д©/2+ IsТ/г|^Асот-г/2, то необходимо, чтобы б ю >

+>!|Д())г2-

Верхняя частота спектра видеосигнала 'Е'ЦЦ/)] на выходе частотного детектора определяется выражением (5.2.13). Так как величина приращения Ч;/(©) для ра­ диоимпульса не более d, девиация частоты сигнала бие­ ний g(t) и h(t) не более d/2\a\ = \sd\. Индекс модуля­ ции для верхней модулирующей частоты в этом сигнале имеет порядок

|.srf|/b>,p — ] sc/a|,/2jt7V'm0=A^A©m0/2TtiV.

Число N элементов разрешения, очевидно, не имеет смысла делать больше Да/Д©02, где А©ог определяется формулой (1.4.10).

Поскольку А^Аа = 2лАйА^/А©(вб^, а величины At и Ы соизмеримы, то указанный индекс модуляции, как пра­ вило, не более т й. При m0<§Cl полосу настройки частот­

ного детектора можно ограничить частотами |s 7"^|—со^. ,

Ш+ <0^. Чтобы разделить спектры сигналов на входе

ивыходе частотного детектора, следует по меньшей мере выбрать

171